高压大电流测试电源的制作方法
本发明涉及一种测试电源，尤其是一种高压大电流测试电源，属于测试电源的技术领域。
背景技术：
电容充电技术按照充电方式有恒压充电和恒流充电，按照系统工作频率有工频充电和高频充电等等。目前，比较常用的有三种充电方式：工频恒压充电、工频谐振式充电以及高频充电。
工频高压充电只能是恒压充电模式，工频高压充电的优点是结构最简单，只需要一个自耦变压器和电容组就能输出高压大脉冲电流，工频高压充电的缺点是充电电流初期过大，后期缓慢，电压上升呈非线性，充电速度慢，充电效率低。工频lc谐振恒流充电的优点是充电电流恒定，对充电电容组和电网冲击小，充电电压线性上升，充电速度快，工频lc谐振恒流充电的缺点是工频变压器和工频电感体积重量过大，充电精度和稳压能力差。高频充电既可以工作在恒压模式也能在恒流模式，而且高频变压器等磁性器件体积小，充电精度高，稳压能力强。
半桥逆变型直流高压电源的工作原理为将交流市电整流成为直流电，然后经过半桥逆变电路变换为交流方波，再经过高频变压器升压，变压器副边整流滤波之后输出高压。输出电压通过采样闭环控制后能保证高精度和大范围可调，输出能量储存在电容器上，当测试大功率mosfet或者igbt模块的时候，电容上能量快速释放形成高压大电流脉冲，当功率模块关断的时候，能继续对储能电容器充电。半桥逆变型直流高压电源为高频电源，克服了传统工频充电电源体积过大的缺点，但是只能工作在硬开关状态，所以电源效率较低，emi问题比较严重。
综上，对于现有的电源系统，主要存在如下不足：
1)、利用工频自耦变压器直接对市电升压，随后整流变换为直流电，串接限流电阻对输出储能电容充电的高压电源是最传统方式的电源。所述充电方式虽然结构简单，易于实现，但是体积笨重，不利于测试系统集成。而且属于恒压充电，充电速度慢，不利于提高测试速度。
2)、采用高频变换方案，可以大大缩小系统体积，同时通过高速闭环精确控制输出电压，对于测试系统有重要意义。但是一般的硬开关电源emi严重，对测试系统其他部分影响较大，是造成测试精度不高的重要原因。
技术实现要素：
本发明的目的是克服现有技术中存在的不足，提供一种高压大电流测试电源，其既能满足功率半导体模块动态测试的高电压与大电流需求，又能缩短储能电容充电时间，加快测试速度，提高测试精度。
按照本发明提供的技术方案，所述高压大电流测试电源，包括用于将交流市电转换为直流脉动电压的不可控整流电路；还包括与不可控整流电路连接的全桥谐振变换器以及与所述全桥谐振变换器连接的升压输出电路；
所述全桥谐振变换器包括用于将不可控整流电路输出的直流脉动电压转换为交流方波电压的全桥变换器以及用于产生谐振状态的谐振环节，所述谐振环节的谐振频率与全桥变换器的开关频率适配，以使得全桥变换器工作于零电流开关状态，且使得全桥谐振变换器实现恒流输出；升压输出电路能将全桥谐振变换器的输出电压升高至所需的电压后输出。
所述全桥变换器包括开关管q1、开关管q2、开关管q3以及开关管q4，谐振环节包括谐振电容cb以及谐振电感l1；
所述开关管q1的漏极端与开关管q4的漏极端、二极管d1的阴极端以及二极管d4的阴极端，开关管q1的源极端与二极管d1的阳极端、开关管q2的漏极端、二极管d2的阴极端以及谐振电感l1的一端连接；
开关管q2的源极端与二极管d2的阳极端、开关管q3的源极端以及二极管d3的阳极端连接，开关管q3的漏极端与二极管d3的阴极端、开关管q4的源极端、二极管d4的阴极端以及谐振电容cb的一端连接。
所述升压输出电路包括升压变压器t1以及升压变压器t2；
升压变压器t1原边线圈的同名端、升压变压器t2原边线圈的同名端均与谐振电容cb的另一端连接，升压变压器t1原边线圈的非同名端、升压变压器t2原边线圈的非同名端均与谐振电感l1的另一端连接；升压变压器t1副边线圈连接第一整流滤波电路，升压变压器t2副边线圈连接第二整流滤波电路，且第一整流滤波电路的输出电压与第二整流滤波电路输出电压串联。
所述第一整流滤波电路包括二极管d5、二极管d6、二极管d7以及二极管d8；第二整流滤波电路包括二极管d9、二极管d10、二极管d11以及二极管d12；
二极管d5的阳极端、二极管d7的阴极端均与升压变压器t1副边线圈的同名端连接，二极管d5的阴极端与二极管d6的阴极端以及电容c1的一端连接，二极管d7的阳极端与二极管d8的阳极端以及电容c1的另一端、二极管d9的阴极端、二极管d10的阴极端以及电容c1的一端连接，二极管d8的阴极端与升压变压器t1副边线圈的非同名端、二极管d6的阳极端连接；
二极管d9的阳极端与升压变压器t2副边线圈的同名端以及二极管d11的阴极端连接，二极管d11的阳极端与二极管d12的阳极端以及电容c2的另一端连接，二极管d12的阴极端与升压变压器t2的非同名端以及二极管d10的阳极端连接。
本发明的优点：谐振环节的谐振频率与全桥变换器的开关频率适配，以使得全桥变换器工作于零电流开关状态，且使得全桥谐振变换器实现恒流输出，即能对储能电容采用恒流方式充电，可以开环运行，无需闭环稳流，同时具有输出过载保护特性，避免了传统电压源充电的各种弱点，加快了充电速度，对于功率mosfet、igbt测试有重要意义。全桥谐振变换器可以实现开关管零电流开通和零电压、电流关断，提高了电源效率同时改善了emi特性，减小了对测试系统其他部分的影响，提高了测试精度。
附图说明
图1为本发明的结构框图。
图2为本发明全桥谐振变换器与升压输出电路的电路原理图。
图3为本发明串联谐振电路的等效电路图。
图4为串联谐振电路电流传输特性的示意图。
图5为本发明全桥变换器在电流断续模式特性的工作示意图。
具体实施方式
下面结合具体附图和实施例对本发明作进一步说明。
如图1所示：为了能满足功率半导体模块动态测试的高电压与大电流需求，且能缩短储能电容充电时间，加快测试速度，提高测试精度，本发明包括用于将交流市电转换为直流脉动电压的不可控整流电路；还包括与不可控整流电路连接的全桥谐振变换器以及与所述全桥谐振变换器连接的升压输出电路；
所述全桥谐振变换器包括用于将不可控整流电路输出的直流脉动电压转换为交流方波电压的全桥变换器以及用于产生谐振状态的谐振环节，所述谐振环节的谐振频率与全桥变换器的开关频率适配，以使得全桥变换器工作于零电流开关状态，且使得全桥谐振变换器实现恒流输出；升压输出电路能将全桥谐振变换器的输出电压升高至所需的电压后输出。
具体地，不可控整流电路可以采用现有常用的形式，主要实现将外部220v交流电转换为直流脉动电压，具体不可控整流电路的实现形式可以根据需要进行选择，具体为本技术领域人员所熟知，此处不再赘述。全桥谐振变换器中，通过全桥变换器将直流脉动电压转换为交流方波电压，利用谐振环节的谐振频率与与全桥变换器的开关频率适配，使得全桥变换器处于零电流开关状态(zcs)模式，另一方面，使得全桥谐振变换器具有恒流特性，即使开环运行也能保证恒流输出，能有效简化电路，加快充电速度，对功率mosfet器件、igbt器件的测试有重要意义，同时，能提高电源效率，并改善emi特性，减少对测试系统其余部分的影响了，提高测试精度。通过升压输出电路将电压升高至所需的电压，升压输出电压具体的输出电压可以根据不同功率半导体模块动态测试需要进行确定，具体为本技术领域人员所熟知，此处不再赘述。
如图2所示，所述全桥变换器包括开关管q1、开关管q2、开关管q3以及开关管q4，谐振环节包括谐振电容cb以及谐振电感l1；
所述开关管q1的漏极端与开关管q4的漏极端、二极管d1的阴极端以及二极管d4的阴极端，开关管q1的源极端与二极管d1的阳极端、开关管q2的漏极端、二极管d2的阴极端以及谐振电感l1的一端连接；
开关管q2的源极端与二极管d2的阳极端、开关管q3的源极端以及二极管d3的阳极端连接，开关管q3的漏极端与二极管d3的阴极端、开关管q4的源极端、二极管d4的阴极端以及谐振电容cb的一端连接。
所述升压输出电路包括升压变压器t1以及升压变压器t2；
升压变压器t1原边线圈的同名端、升压变压器t2原边线圈的同名端均与谐振电容cb的另一端连接，升压变压器t1原边线圈的非同名端、升压变压器t2原边线圈的非同名端均与谐振电感l1的另一端连接；升压变压器t1副边线圈连接第一整流滤波电路，升压变压器t2副边线圈连接第二整流滤波电路，且第一整流滤波电路的输出电压与第二整流滤波电路输出电压串联。
所述第一整流滤波电路包括二极管d5、二极管d6、二极管d7以及二极管d8；第二整流滤波电路包括二极管d9、二极管d10、二极管d11以及二极管d12；
二极管d5的阳极端、二极管d7的阴极端均与升压变压器t1副边线圈的同名端连接，二极管d5的阴极端与二极管d6的阴极端以及电容c1的一端连接，二极管d7的阳极端与二极管d8的阳极端以及电容c1的另一端、二极管d9的阴极端、二极管d10的阴极端以及电容c1的一端连接，二极管d8的阴极端与升压变压器t1副边线圈的非同名端、二极管d6的阳极端连接；
二极管d9的阳极端与升压变压器t2副边线圈的同名端以及二极管d11的阴极端连接，二极管d11的阳极端与二极管d12的阳极端以及电容c2的另一端连接，二极管d12的阴极端与升压变压器t2的非同名端以及二极管d10的阳极端连接。
本发明实施例中，开关管q1～开关管q4与二极管d1～二极管d4组成全桥逆变电路，开关管q1～开关管q4可以采用常用的mos管，谐振电感l1包含升压变压器t1、升压变压器t2的漏感，图2中vin即为不可控整流电路输出的直流脉动电压，开关管q1～开关管q4对应的栅极端均与外部的控制电路连接，由外部的控制电路控制开关管q1～开关管q4的导通顺序，实现将直流脉动电压转换为交流方波电压，具体可以采用本技术领域常用的技术手段实现转换控制，具体为本技术领域人员所熟知，此处不再赘述。
采用升压变压器t1、升压变压器t2对应副边线圈整流后串联的方式增加电压输出时，一方面能使得功率分散，另一方面降低了升压变压器的变比，从而减小了变压器的设计和工艺制作难度，也将升压变压器的分布参数带来的影响降低到最低。
如图3所示，为全桥谐振变换器的等效电路图，本发明实施例中，谐振环节采用串联谐振，当然，具体实施还可以采用其他的谐振方式，只是选择不同的谐振方式，会改变电路的复杂度，具体可以根据需要进行选择，具体为本技术领域人员所熟知，此处不再赘述。
等效电路中，uin为全桥变换器输出的交流方波电压，r为折合到原边的负载，由谐振电路的特点可知，谐振频率fr为
图4中，横坐标为频率，纵坐标为电流值，由图4可知，当开关频率fs在谐振频率fr附近时，回路有很高的电流值，当开关频率fs偏离谐振频率fr之后，随着负载r变化，电流变化不大，即有很好的电流调节能力。当负载r短路时，一定频率下，仍然有很好的电流特性。因此，全桥谐振变换器表现出电流源特性，全桥谐振变换器依电流源对输出储能电容进行恒流充电，并且具有固有的过载保护能力。不需要闭环稳流措施，开环即可实现恒流输出，因此也简化了电路。
为了满足使得全桥谐振变换器具有恒流特性，能工作于零电流开关状态，本发明实施例中，全桥变换器的开关频率
如图5所示，为在桥变换器的开关频率
本发明谐振环节的谐振频率与全桥变换器的开关频率适配，以使得全桥变换器工作于零电流开关状态，且使得全桥谐振变换器实现恒流输出，即能对储能电容采用恒流方式充电，可以开环运行，无需闭环稳流，同时具有输出过载保护特性，避免了传统电压源充电的各种弱点，加快了充电速度，对于功率mosfet、igbt测试有重要意义。全桥谐振变换器可以实现开关管零电流开通和零电压、电流关断，提高了电源效率同时改善了emi特性，减小了对测试系统其他部分的影响，提高了测试精度。
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