一种高压电源电路的制作方法

本发明涉及开关变换器领域，特别涉及高压电源转换的开关变换器。

背景技术：

电力电子的领域飞速发展，使得高频开关电源的应用越来越广泛。传统的工业和民用开关电源的输入端经常需要从电网取电，经过电源内部的整流滤波电路后，变成较高的直流电，再输入到功率转换电路，变成低压直流电，为负载提供电能。为了适应不同国家的电网标准，一般两相交流输入的开关电源，其输入电压范围为85vac～264vac，整流滤波后的直流电压约为120vdc～373vdc。用于这种场合的开关电源，根据功率的不同，供其选择的电路拓扑较多，如具有结构简单、成本低廉等特点的反激、正激电路；结构复杂，但具有软开关功能的llc、不对称半桥、移相全桥电路等等。

随着新能源产业的迅猛发展，电动汽车、风力发电、光伏等行业对超高超宽输入电压范围的开关电源的需求越来越多，且要求越来越严苛。电动汽车行业的充电桩使用的电源要求输入电压范围为200vdc～800vdc，有的要求达到1000vdc上限；风力发电及光伏行业的光伏汇流箱、逆变器等使用的电源产品要求输入电压范围达150vdc～1500vdc。随着这些电压的不断提高，对于所供电的辅助电源dc-dc变换器也提出了更高的要求，同时对于dc-dc变换器的器件选型也带来了很多的问题。如主要的开关器件mosfet，其导通电阻随着电压的提升变得大了很多，必然导致导通损耗变大，进一步导致效率的降低和热设计的问题。

为了降低开关管的电压应力，三电平转换器和模块串联技术得到较多的研究和应用。对于三电平或者多电平技术，虽然可以降低器件的应力，但是随着开关器件的增多，控制策略和驱动也随着器件数量的增多而变得复杂，同时三电平技术内部也存在较多的应力不均的问题，为解决这些问题，提出了不少解决方案，这些方案无疑增加了电路的复杂性，在辅助电源要求较高的场合增加了成本及复杂性；对于多模块串联技术，虽然单个模块简单，但是为满足均压和动态等问题，采取了比较复杂的控制策略。

这些技术对于辅助电源dc-dc变换来讲，虽然可以减少器件的应力，但产品的控制策略复杂，很大程度上影响了产品可靠性和成本。

技术实现要素：

有鉴于此，本发明为解决上述的问题，提供一种高压电源电路电路，应用于宽范围、高输入电压的电源中，使得产品设计及产品的控制简单，产品可靠性得以提升。

本发明的目的是这样实现的，一种高压电源电路，将高压电转换为低压电，包括：输入正极、输入负极、第一电容、第二电容、第一dc-dc变换器、输出端dc-dc变换器。

所述输入正极连接第一电容的正端，第一电容的负端连接第二电容的正端，第二电容的负端连接输入负极；

所述第一dc-dc变换器的输入正连接第一电容的正端，第一dc-dc变换器的输入负连接第一电容的负端，第一dc-dc变换器的输出正连接第二电容的正端，第一dc-dc变换器的输出负连接第二电容的负端；

所述输出端dc-dc变换器输入正连接第二电容的正端，输出端dc-dc变换器输入负连接第二电容的负端，输出端dc-dc变换器的输出给负载供电。

优选的，第一dc-dc变换器具有输入和输出隔离的性质，同时具有电压信号比较环节，用于比较输出电压和输入电压，使得输入电压与输出电压大小一样；

优选的，第一电容和第二电容参数一致；

作为上述技术方案的同等方案，所述第一dc-dc变换器和输出端dc-dc变换器的另一种连接关系为：

第一dc-dc变换器的输入正连接第二电容的正端，第一dc-dc变换器的输入负连接第二电容的负端；第一dc-dc变换器的输出正连接第一电容的正端，第一dc-dc变换器的输出负连接第一电容的负端；所述输出端dc-dc变换器输入正连接第一电容的正端，输出端dc-dc变换器输入负连接第一电容的负端，输出端dc-dc变换器的输出给负载供电。

作为上述技术方案的扩展，在上述方案的基础上增加第三电容和第二dc-dc变换器，其连接关系为：

所述输入正极连接第一电容的正端，第一电容的负端连接第二电容的正端，第二电容的负端连接第三电容的正端，第三电容的负端连接输入负极；

所述第一dc-dc变换器的输入正连接第一电容的正端，第一dc-dc变换器的输入负连接第一电容的负端；第一dc-dc变换器的输出正连接第三电容的正端，第一dc-dc变换器的输出负连接第三电容的负端；

所述第二dc-dc变换器的输入正连接第二电容的正端，所述第二dc-dc变换器的输入负连接第二电容的负端；第二dc-dc变换器的输出正连接第三电容的正端，第二dc-dc变换器的输出负连接第三电容的负端；

所述输出端dc-dc变换器输入正连接第三电容的正端，输出端dc-dc变换器输入负连接第三电容的负端，第三dc-dc变换器输出给负载供电。

作为上述技术方案的同等方案，另一种连接关系为：

所述第一dc-dc变换器的输入正连接第一电容的正端，第一dc-dc变换器的输入负连接第一电容的负端；第一dc-dc变换器的输出正连接第二电容的正端，第一dc-dc变换器的输出负连接第二电容的负端；

所述第二dc-dc变换器的输入正连接第三电容的正端，所述第二dc-dc变换器的输入负连接第三电容的负端；第二dc-dc变换器的输出正连接第二电容的正端，第二dc-dc变换器的输出负连接第二电容的负端；

所述输出端dc-dc变换器输入正连接第二电容的正端，输出端dc-dc变换器输入负连接第二电容的负端，输出端dc-dc变换器输出给负载供电。

作为上述技术方案的同等方案，连接关系还可以为：

所述第一dc-dc变换器的输入正连接第二电容的正端，第一dc-dc变换器的输入负连接第二电容的负端；第一dc-dc变换器的输出正连接第一电容的正端，第一dc-dc变换器的输出负连接第一电容的负端；

所述第二dc-dc变换器的输入正连接第三电容的正端，所述第二dc-dc变换器的输入负连接第三电容的负端；第二dc-dc变换器的输出正连接第一电容的正端，第二dc-dc变换器的输出负连接第一电容的负端；

所述输出端dc-dc变换器输入正连接第一电容的正端，输出端dc-dc变换器输入负连接第一电容的负端，输出端dc-dc变换器输出给负载供电。

优选的，第二dc-dc变换器具有输入和输出隔离的性质，同时具有电压信号比较环节，用于比较输出电压和输入电压，使得输入电压与输出电压大小一样；

优选的，第三电容与第一电容和第二电容参数一致。

作为上述技术方案的进一步扩展，在上述方案的基础上根据以上的连接关系，可以推导出具有n个正负端依次串联的电容和n-1个dc-dc变换器的连接关系：

一种高压电源电路包括输出端dc-dc变换器、n个正负端依次串联的电容和n-1个dc-dc变换器，n个电容正负端依次串联连接形成电容串联电路，电容串联电路的正端和负端分别接至输入正和输入负，第一dc-dc变换器的输入正和输入负分别连接到第一电容的正端和负端，第二dc-dc变换器的输入正和输入负分别连接到第二电容的正端和负端，第n-1个dc-dc变换器的输入正和输入负分别连接到第n-1电容的正端和负端；第一dc-dc变换器的输出正和输出负分别连接到第n电容的正端和负端，第二dc-dc变换器的输出正和输出负分别连接到第n电容的正端和负端，第n-1个dc-dc变换器的输出正和输出负分别连接到第n电容的正端和负端；输出端dc-dc变换器的输入正和输入负分别连接到第n电容的正端和负端，输出端dc-dc变换器输出给负载供电。

n为大于3的整数。

本发明工作原理结和图1简述：

稳态时，所述用于给输出供电的输出端dc-dc变换器传递能量到负载，由于输出端dc-dc变换器为主要的功率传输，与其连接的第二电容的电压低于第一电容的电压，由于第一dc-dc变换器内部具有电压比较环节，在输入电压高于输出电压的时候将第一电容的能量传递给第二电容，直至电压相等；

与现有技术相比，本发明具有以下有益效果：

1、第一dc-dc变换器、第二dc-dc变换器、第n个dc-dc变换器由于输入电压转换至常规的电压，在设计及器件选型上非常容易，甚至用于传递给输出能量的输出端dc-dc变换器设计也简单化，可以选用常规的模块。

2、用于进行电容电压平衡的dc-dc变换器设计也简单化，相比模块串联化所引入的需要对每个模块进行关键信号的检测和比较，dc-dc变换器采用内部的反馈进行自动比较，大大简化了设计。

附图说明

图1为本发明第一实施例电路图；

图2为本发明第二实施例电路图；

图3为本发明所述的第一dc-dc变换器的其中一种电路原理图；

图4为本发明第三实施例电路图；

图5为本发明第四实施例电路图；

图6为本发明第五实施例电路图；

图7为本发明第六实施例电路图。

具体实施方式

第一实施例

图1示出了第一实施例的电路图，包括输入正极vin+、输入负极vin-、第一dc-dc变换器、输出端dc-dc变换器、第一电容c1和第二电容c2。其具体连接关系为：输入正极vin+连接第一电容c1的正端，同时连接第一dc-dc变换器输入的正极，第一电容c1的负端连接第二电容c2的正端，同时连接第一dc-dc变换器输入的负极，第二电容c2的负端连接输入负极vin-；第一dc-dc变换器输出的正极连接第二电容c2的正端，所述第一dc-dc变换器输出的负极连接第二电容c2的负端；输出端dc-dc变换器输入的正极连接第二电容c2的正端，输出端dc-dc变换器输入的负极连接第二电容c2的负端，输出端dc-dc变换器输出给负载供电；

为了方便第一电容c1简称为电容c1，其它相同，如第一二极管d1称为二极管d1。

其中第一dc-dc变换器的一种电路如图3所示，连接关系为：电容cin的正端连接输入电源的正极，其正端同时连接电阻r1的一端，还连接变压器t1中lp1绕组的同名端，电容cin的负端连接输入电源的负极；lp1绕组的异名端连接开关管q1的漏极，开关管q1的源极连接电容cin的负端；电阻r1的另一端连接电阻r2的一端，同时连接比较器的正相输入端，电阻r2的另一端连接cin的负端；

变压器t1的绕组lp2同名端连接至cin的负端，异名端连接二极管d1的阳极，电容ca和r4并联后的一端与二极管d1的阴极连接，同时连接比较器的负相输入端，电容ca和r4并联后的另一端与电容cin的负端连接；

比较器的输出端连接控制ic内部，开关管q1的栅极连接控制ic的驱动端；

开关管q1的漏极同时连接二极管d2的阳极，电容cs和电阻rs并联后的一端连接d2的阴极，电容cs和电阻rs并联后的另一端连接cin的正极；

变压器t1的输出绕组lp3同名端连接电容co的负端，lp3的异名端连接二极管d3的阳极，电容co的正端连接二极管d3的阴极；

输出端dc-dc变换器为普通的电压转换器，能够将变化的电压转换为所需的输出电压。在此不对其原理进行阐述。

本实施例工作原理如下：

当输入电压vin+加在c1和c2串联的电路中时，c1和c2产生电压，c1和c2参数相等。由于电容的分压作用，c1和c2各分得vin的一半电压。当c2有足够的电压后，与c2并联的输出端dc-dc变换器开始工作，建立输出电压，对负载供电；当输出端dc-dc变换器工作时，由于能量不断的传递给负载，此时c2的电压必然下降，由于c1和c2串联连接至电压两端，电压源供给电容c1和c2的电流大小相等，因此必然导致c1的电压升高，第一dc-dc变换器中的比较器检测出电容c1和c2的电压差异后，将信压差号提供给控制ic，控制ic根据压差信号的大小控制开关管q1，由此将c1电容上的能量传递给c2，最终使得电容c1和c2的电压达到平衡；

第一dc-dc变换器中的比较器输入同相端的电压由分压电阻r1和r3取得，其电压为输入电容cin的某个比例电压，由于第一dc-dc变换器的输入连接c1，因此同相端的电压为c1电压的某个比例，反相端的电压取样原理如下：当开关管q1关断后，原先通过绕组lp1储存磁芯中的能量经由副边绕组lp3传递给输出电容co，电容co实际与电容c2相连接，因此其电压就是电容c2的电压，由于lp3与lp2绕组紧密耦合，lp3感应出c2两端的电压，因此绕组lp2也感应出一定的电压，根据变压器匝比不难确定lp2所感应的电压，由此通过调整r1和r3的比例与lp3和lp2的匝比，可以使比较器提供有效的信号给到控制ic，最终达到c1和c2的电压平衡。

本发明的优点显而易见：

1、dc-dc变换器由于输入电压转换至常规的输入电压，在设计及器件选型上非常容易，从而有效的减少了成本。

2、相比模块串联化所引入的需要对每个模块进行关键信号的检测和比较，用于电容电压平衡的dc-dc变换器设计也简单化，也可模块化生产。

3、对于更高输入的电压，由于电容平衡的dc-dc模块输出并联，更减少了单个电容平衡模块的功率要求。

第二实施例

图2为第二实例的电路图，与第一实施例不同之处在于，输出端dc-dc变换器输入正极连接电容c1的正端，输出端dc-dc变换器输入负极连接电容c1的负端，同时连接电容c2的正端，电容c2的负端连接输入负极；第一dc-dc变换器输入正极连接电容c2的正端，第一dc-dc变换器输入负极连接第二电容的负端；第一dc-dc变换器的输出正连接电容c1的正端，第一dc-dc变换器的输出负极连接电容c1的负端。

工作原理同实施例一，在此不做阐述。

第三实施例

图4为第三实例的电路图，与第一实施例不同之处在于，增加了第二dc-dc变换器和电容c3，其连接关系如下：输入正极连接电容c1的正端，同时连接第一dc-dc变换器输入正极，电容c1的负端连接电容c2的正端，同时连接第一dc-dc变换器输入负极，电容c2的负端连接电容c3的正端，电容c3的负端连接输入负极；第二dc-dc变换器的输入正极连接电容c2的正端，第二dc-dc变换器输入负极连接电容c2的负端；第一dc-dc变换器输出正、第二dc-dc变换器变换器输出正极分别连接电容c3的正端，第一dc-dc变换器输出负、第二dc-dc变换器输出负极连接电容c3的负端；输出端dc-dc变换器输入正极连接电容c3的正端，输出端dc-dc变换器输出负极连接电容c3的负端，变换器dc3为输出供电；

工作原理同实施例一相同，分别实现c1与c3两端的电压平衡、和c2与c3两端的电压平衡。

第四实施例

图5为第四实例的电路图，与第三实施例连接不同：输出端dc-dc变换器的输入正极和负极分别连接电容c2的正端和负端；第一dc-dc变换器的输入正极和输入负极分别连接电容c1的正端和负端，第二dc-dc变换器的输入正极和输入负极分别连接电容c3的正端和负端，第一dc-dc变换器和第二dc-dc输出的正极和负极分别连接至电容c2的正端和负端；

电容c1、c2和c3依次串联连接，输入正极连接电容c1的正端，输入负极连接电容c3的负端；

工作原理与第三实施例相同，在此不再赘述。

第五实施例

图6为第五实例的电路图，与第三实施例连接不同：输出端dc-dc变换器的输入正极和负极分别连接电容c1的正端和负端；第一dc-dc变换器的输入正极和输入负极分别连接电容c2的正端和负端，第二dc-dc变换器的正极和负极分别连接电容c3的正端和负端，第一dc-dc变换器和第二dc-dc输出的正极和负极连接至电容c1的正端和负端；

电容c1、c2和c3依次串联连接，输入正极连接电容c1的正端，输入负极连接电容c3的负端。

工作原理同第三实施例，在此不再赘述。

第六实施例

图7为第六实施例电路图，作为对本发明的进一步扩展，本实施例所述的一种高压电源电路包括输出端dc-dc变换器、n个正负端依次串联的电容和n-1个dc-dc变换器，n个电容正负端依次串联连接形成电容串联电路，电容串联电路的正端和负端分别接至输入正和输入负，第一dc-dc变换器的输入正和输入负分别连接到第一电容的正端和负端，第二dc-dc变换器的输入正和输入负分别连接到第二电容的正端和负端，第n-1个dc-dc变换器的输入正和输入负分别连接到第n-1电容的正端和负端；第一dc-dc变换器的输出正和输出负分别连接到第n电容的正端和负端，第二dc-dc变换器的输出正和输出负分别连接到第n电容的正端和负端，第n-1个dc-dc变换器的输出正和输出负分别连接到第n电容的正端和负端；输出端dc-dc变换器的输入正和输入负分别连接到第n电容的正端和负端，输出端dc-dc变换器输出给负载供电。

n为大于3的整数。

以上仅是本发明的优选实施方式，应当指出的是，上述优选实施方式不应视为对本发明的限制，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明的精神和范围内，还可以做出若干改进和润饰，如将电容平衡变换器更改为正激方式或者其他方式；这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围，这里不再用实施例赘述，本发明的保护范围应当以权利要求所限定的范围为准。