一种基于12扇区SVPWM的功率变换系统的制作方法

本发明涉及电力电子技术领域，尤其涉及基于svpwm算法控制的大功率功率变换线路。

背景技术：
svpwm是近年发展的一种比较新颖的控制方法，从三相输出电压的整体效果出发，能够使输出电流波形尽更加接近于理想的正弦波形，旋转磁场更逼近圆形，使得电机转矩脉动降低；与spwm相比较，绕组电流波形的谐波成分小；直流母线电压的利用率有了很大提高，且更易于实现数字化。

以三相功率pfc线路为例，主回路是由三个桥臂（六个功率开关元件）组成，如图1所示，每个桥臂上下开关器件不能同时导通，这六个开关器件组合起来共有8种开关状态，其中（000）、（111）两种开关状态在电机驱动中都不会产生有效的电流，因此称其为零矢量，另外6种开关状态分别是六个有效矢量，如图2所示，它们将360度的电压空间60度分为一个扇区，共六个扇区，利用这六个基本有效矢量和两个零矢量，可以合成360度内的任何矢量；svpwm的理论基础是平均值等效原理，即在一个开关周期内通过对基本电压矢量加以组合，使其平均值与给定电压矢量相等；等效旋转电压的轨迹将是如图2所示的圆形，利用电压向量合成的技术，在电压空间向量上，将设定的电压向量由u4（100）位置开始，每一次增加一个小增量，每一个小增量设定电压向量可以用该区中相邻的两个基本非零向量与零电压向量予以合成，如此所得到的设定电压向量就等效于一个在电压空间向量平面上平滑旋转的电压空间向量，从而达到电压空间向量脉宽调制的目的。

svpwm的编程实现，首先对于三相电压和电流进行坐标变换，然后判断当前处于哪个扇区，然后再用扇区中的两个变量来等效当前矢量，如图所示，以第一扇区为例：uref*ts=v1*t1+v2*t2借助于（0,0,0）和（1,1,1）减少开关次数，目前主要有两种方式：五段式和七段式，五段式开关次数少，但谐波较大，七段式用的较多，七段式逻辑如表1所示。为探索空间矢量调制（svpwm）的优点进行了大量研究来，并扩展了其多相驱动系统的理论，尤其svpwm在电机驱动的应用，为了让电机运行特性更好，大量的文献研究了基于12边形的svpwmm的理论，增加了一些开关状态矢量，消除了驱动系统中产生的低次谐波，电机运行具有更好的性能。

目前对这一理论的研究主要集中在用于电机驱动的逆变器，对于pfc线路的应用研究相对较少，并且现有的基于12边形的svpwmm理论的pfc线路和逆变线路结构和算法较为复杂。本发明针对上述问题，公开了一种线路结构和改善的svpwm控制算法，实现基于12变形的svpwm算法功率因素调整系统，系统结构和算法简单，易于实现，且具有更好的性能，尤其是更适合于大功率的ac/dc或dc/ac功率变换线路。六扇区svpwm算法所有七段式工作方式中uref所在扇区和开关切换顺序如图7所示。

技术实现要素：

针对基于svpwm的大功率整流线路或逆变线路的控制算法的改进，本发明提出了基于六桥臂线路结构的svpwm的改进算法，使得系统保持现有svpwm控制算法的优点，同时在谐波减小、电机运行平滑性和降低滤波要求等方面得到很大改善。

本发明的目的是通过下述技术方案予以实现：

一种基于12扇区的svpwm的功率变换系统，如图3所示，系统硬件由功率线路和控制线路组成，功率线路包含功率开关线路和滤波线路；控制线路包括cpu核心线路、检测线路、驱动线路和辅助供电线路；系统软件算法则是在传统的svpwm的基础上改进而来。所述功率开关线路，如图4和图5所示，由两个三相半桥线路并联而成，每个半桥线路由3个桥臂，每个桥臂由两个开关管串联而成，每个桥臂连接一个电感。所述滤波线路有电感电容滤波线路组成。

所述cpu核心线路由mcu或fpga等组成，负责算法的执行。

所述检测线路由电压互感器、电流互感器和运放等组成，负责功率线路电压和电流的检测。

所述功率管驱动线路由光耦和驱动器件组成，负责信号的隔离和功率驱动。

所述辅助供电线路则负责为mcu、驱动线路、检测线路等供电。

所述控制算法与传统的svpwm算法类似，只是功率线路由六个桥臂组成，也就是有两个三相整流或逆变半桥线路组成，当两个桥式线路同时工作于相邻的两种模式时形成其中间的向量状态，如同一时间两个半桥分别工作于（100）和（110），则此时相当于整体系统工作于中间矢量（100，110）；与传统svpwm算法类似，需要首先确定参考电压矢量uref所在的区间位置，再利用所在扇区的相邻两电压矢量作用时间等效原理，得到所需的矢量，与传统svpwm算法不同则在于两个三相半桥线路的pwm波形分配不同，其中一个三相半桥线路与原来的7段式工作模式完全相同，假设为（000）-向量1-向量2-（111）-（111）-向量2-向量1-（000），则另一个三相半桥线路工作模式为（111）-向量2-向量1-（000）-（000）-向量1-向量2-（111），零向量（000）和（111）互换，同时向量1和向量2互换，两个向量作用时间不变，分别为t1和t2，当t1>t2,由于两个线路向量顺序互换，而作用时间不变，故两个向量同时作用时间为t2，也相当于中间矢量（100,110）作用时间为t2，向量2单独作用时间等效于2（t1-t2）；当t2>t1时,向量1和向量2的中间矢量作用时间为t1，向量2单独作用时间等效于2（t2-t1），工作矢量如图6所示。

本发明的积极效果：

pfc整流线路输入端电流波形更加平滑，更加接近于理想的正弦波形，输入电流具有更小的谐波。

dc/ac逆变线路输出的电流波形更加平滑，使得电机旋转磁场更逼近圆形，电机转矩脉动降低。

控制算法简单，与传统的svpwm算法基本一样，只是在两个线路分配波形略做调整。

附图说明：

图1三相半桥ac/dc线路；

图2六扇区svpwm矢量图；

图3一种基于12扇区的svpwm的功率系统结构；

图4三相六半桥交错式svpwm控制系统的ac/dc的电路图；

图5三相六半桥交错式svpwm控制系统的dc/ac的电路图；

图612扇区svpwm矢量图；

图7六扇区svpwm算法七段式工作方式中uref所在扇区和开关切换顺序；

图812扇区svpwm算法七段式工作方式中uref所在扇区和开关切换顺序（0^o-180^o）；

图912扇区svpwm算法七段式工作方式中uref所在扇区和开关切换顺序（180^o-360^o）。

具体实施方式：

一种基于12扇区svpwm的功率变换线路结构如图3所示，电感l1-l6为六个桥臂的储能电感，结合电容c1-c3形成对输入电流的滤波；功率变换线路有两个三相半桥、六个桥臂构成，每一相电对应有两个电感和两个桥臂，如对于a相电压，一个桥臂由igbtm11和m12组成，对应电感为l1，另一个桥臂由m21和m22组成，对应电感为l4。

一种基于12扇区svpwm的ac/dc和dc/ac的功率变换线路分别如图4和图5所示，电感l1-l6结合电容c1-c3形成对输出电流的lc滤波；功率变换线路有两个三相半桥、六个桥臂构成，每一相电对应有两个电感和两个桥臂，如对于a相电压，一个桥臂由igbtm11和m12组成，对应电感为l1，另一个桥臂由m21和m22组成，对应电感为l4。所述的检测线路主要为输入电压和电流、输出电压和电流的检测，包含信号的隔离，线路由电压互感器、电流互感器和用于信号调理的差分放大器组成，把输入端的高电压、大电流转换为适合于cpu的低压信号。

所述的辅助供电线路负责为检测线路、驱动线路、cpu核心线路等提供合适的功率，通常采用反激线路拓扑，把工频的交流220v电压转换为所需的直流5v、3.3v等电压。

所述的驱动线路负责把cpu输出小功率信号转换为功率开关管所需的信号，具体包含隔离和功率放大两部分。

所述的cpu核心线路负责算法的硬件执行，以mcu、dsp或fpga为核心，外加供电、端口转换线路、通信线路等组成。

所述系统的控制算法，无论是ac/dc的功率因数调整线路还是逆变线路，控制算法的基本是一样的，需要经过clark变换，将abc变换到静止的αβ坐标系下，再经过park变换，将abc变换到旋转的dq坐标系下，然后是pid运算，利用运算的值判断所处扇区，并分配相应的脉宽；对于六扇区svpwm算法，用该扇区相邻的矢量分别工作不同时间来等效所需矢量，对于所提出十二扇区svpwm则是让两个三相半桥线路在同一时间分别工作于两个矢量，这时相当于系统工作于该扇区的中间矢量，而由于两个矢量的作用时间不同，当两组线路工作于同一矢量时则等效时间乘以2；以处于第2扇区为例，线路工作模式如图6所示：三相半桥1工作于模式一，与传统的七段式工作方式相同，中间零向量为（111），两端的零向量为（000），工作顺序为0-4-6-7-7-6-4-0；三相半桥线路2工作于模式二，中间零向量为（000），两端零向量为（111），工作顺序为7-6-4-0-0-4-6-7，两种工作模式两个零矢量（000）和（111）互换位置，（110）和（100）互换位置，这样（110）和（100）同时作用得到中间向量（110,100），而当t6>t4时，中间矢量（110,100）作用时间为t4，向量（110）作用时间为2(t6-t4)，因为这时候两个模块同时工作于向量（110），等效时间乘以2倍；完整的工作方式和开关切换顺序如表2所示。12扇区svpwm七段式工作方式中uref所在扇区和开关切换顺序如图8和图9所示。