无电解电容永磁同步电机空调驱动系统中的阻尼控制方法与流程
本发明应用在电机控制技术领域，尤其涉及内置式永磁同步电机驱动系统的谐振抑制方法。
背景技术：
与直流电机和感应电机相比较，永磁同步电机运行可靠且结构简单，并且具有功率密度高、调速性能优异的优点，于是得到广泛的应用。传统的空调电机驱动系统中直流侧采用大容量电解电容和pfc电路，电解电容的寿命受温度影响大，大多数空调的故障都是由于电解电容的损坏引起的。可以将大容量电解电容替换成小容量薄膜电容，于是空调驱动系统的寿命得到提高。由于直流母线电容的作用是储存能量，稳定直流母线电压，当直流母线电容替换成小容量薄膜电容后，直流侧储存能量变少，导致直流母线电压波动变大，整流电路导通角增大，系统的输入功率因数增大，于是可以去掉pfc电路，节约系统成本，提高系统效率。
由于输入侧存在滤波器，滤波器和直流母线电容相互作用会引发lc谐振，导致输入电流中存在谐波，进而对电网电流造成污染。目前消除lc谐振的方法有硬件方法和软件方法。硬件方法可以通过在直流母线侧并联一个lc滤波器，让新加lc滤波器的谐振频率点和lc谐振频率点相互抵消。软件方法相比于硬件方法成本低、体积小、能耗小且系统稳定性提高。软件方法主要有单周期控制方法、反馈补偿方法和频率补偿方法。单周期控制方法的实现电路为模拟电路，数字化实现需要一个ad转换电路，会增加系统成本，降低系统稳定性。反馈补偿方法通过将系统控制目标值的实际测量值反馈到系统中与控制目标值的参考值做差，再将差值通过比例积分或者其他调节器进行调节，达到消除谐振的目的。频率补偿方法首先在频域上对电机建立数学模型，在电机数学模型的基础上消除谐振，此方法需要大量的数学推导，所以较为复杂。因此，研究出在无电解电容空调永磁同步电机驱动系统中简单实用的谐振抑制方法具有重要的理论和实际意义。
技术实现要素：
本发明主要是应用在无电解电容永磁同步电机空调驱动系统中，空调驱动系统中的电解电容替换成薄膜电容后，系统中出现谐振，为消除此谐振提出了阻尼控制方法。
用于消除无电解电容永磁同步电机空调驱动系统中谐振的阻尼控制方法包括以下步骤：
步骤一：系统不稳定主要是由于系统阻尼较小，为提高系统阻尼，可增加一个与逆变器电流并联的阻尼电流，在永磁同步电机运行时，利用带通滤波器对直流母线电压进行处理并且乘以一个系数k，就可以得到阻尼电流，通过调节系数k达到消除系统谐振的效果；
步骤二：由于阻尼电流的频率往往高于内环电流环的带宽，且直流母线电流难以控制，对步骤一中得到的阻尼电流进行处理得到等效的阻尼功率，通过对阻尼功率的控制实现对阻尼电流的控制，阻尼功率的表达式是将阻尼电流乘以直流母线电压；
步骤三：由于阻尼电流能稳定系统的功能由阻尼功率实现，而阻尼功率的产生可以通过逆变器输出功率的变化来实现，逆变器输出功率的变化可以由产生额外的补偿电压参考值或者是额外电流参考值来实现，但是由于阻尼电流频率高于电流环的带宽，所以选择由产生额外的电压指令信号(系统与阻尼功率等效而得到)来实现逆变器输出频率的变化，于是对系统中谐振的抑制最终通过产生额外的电压指令信号来实现。
进一步地，所述步骤一中永磁同步电机在运行时，利用带通滤波器对直流母线电压进行处理并且乘以一个系数k，就可以得到阻尼电流：
可以将逆变器和电机等效为一个恒流源，为提高系统阻尼稳定系统，将阻尼电流和逆变器电流并联在一起。阻尼电流的推导过程如下：
将直流母线电压输入到一个带通滤波器中，对带通滤波器的输出量乘以一个系数k，就可以得到阻尼电流。带通滤波器表达式为：
ωb为滤波器中心频率；s表示拉氏变换中的复数变量。
直流母线电压通过带通滤波器后可以得到谐振频率下的直流母线电压波动分量，乘以适当的系数k作为阻尼电流输入到电机系统中，消除谐振对电机运行性能的影响。
直流母线电压经带通滤波器处理后得到直流母线电压在谐振频率附近的波动分量，
如下式所示：
udc为直流母线电压。
进一步得到阻尼电流的表达式如下式所示：
k为调节系统性能的参数。
进一步地，所述步骤二中根据步骤一中得到的阻尼电流进行处理得到等效的阻尼功率，通过对阻尼功率的控制实现对阻尼电流的控制，阻尼功率的表达式是将阻尼电流乘以直流母线电压得到的，其具体过程为：
因为阻尼电流的频率高于电流环带宽的频率，所以对阻尼电流不能进行有效的控制，于是得到与阻尼电流相对应的阻尼功率，通过对阻尼功率的控制实现提高系统阻尼的目的，进而消除谐振，稳定系统。阻尼电流用阻尼功率表示，逆变器电流用逆变器功率表示，逆变器功率为负载功率和阻尼功率之和。
阻尼功率的表达式如下式所示：
pdamp＝udc·idamp(4)
剩下的实施步骤则与具体实施方式二中是完全相同的。
进一步地，所述步骤三中根据步骤二中得到的阻尼功率，改变逆变器输出功率，逆变器输出功率的变化通过产生额外电压参考值实现，最终对系统中谐振的抑制通过产生额外的电压指令信号来实现，具体过程为：
忽略逆变器的开关损耗，则电机功率可以近似看成是逆变器功率，逆变器功率可以表示为：
pinv＝1.5(uαiα+uβiβ)(5)
uα和uβ分别为两相静止坐标系下的α轴和β轴的电压，iα和iβ分别为两相静止坐标系下的α轴和β轴的电流。
阻尼功率在系统中的实现可以通过逆变器输出功率的变化量来实现，逆变器输出功率变化量的实现可以通过电流变化量或者是电压变化量来实现。电压变化量相比于电流变化量有着优势：因为电流控制器带宽低于电流频率，所以采用电压变化量来实现逆变器输出功率的变化，进而得到阻尼功率。包含额外电压信号参考值的新的逆变器输出功率表达式如下所示：
pinv+pdamp＝1.5[(uα+δuα)iα+(uβ+δuβ)iβ](6)
δuα和δuβ分别为两相静止坐标系下的α轴和β轴的额外电压参考值，左边为电机驱动系统原来的逆变器输出功率加上阻尼功率后得到的新的逆变器输出功率。
对于直流母线电容容值较小的电机驱动系统而言，逆变器调制指数主要由三个因素决定:电机转速误差，速度环和电流环的带宽，还有空间矢量脉冲宽度调制模块(svpwm)的电压参考值。因为直流母线电压值最小时接近为零，所以影响逆变器调制指数的主要因素是空间矢量脉冲宽度调制模块的电压参考值。实际上，当直流母线电压值接近最小值时，逆变器是不能输出功率的。在实际应用时，空间矢量脉冲宽度调制模块的电压参考值就是直流母线电压的稳定分量，它可以看成是逆变器输出功率的平均运算，逆变器输出功率和实际直流母线电压是密切相关的。假设逆变器调制指数是恒定值，则逆变器输出功率是随着直流母线电压的波动而波动的。则电压参考值的修正量是和逆变器输出功率变化量相对应的，于是系统中由于直流母线电容的容值较小造成的母线电压波动较大，且由于系统阻尼小，造成系统中存在的谐振，都可以最终通过改变逆变器输出功率来实现，并且可以避免不必要的逆变器调制指数饱和。
将上式(5)右侧表达式展开，与式(4)相比较，可以得到阻尼功率的表达式如下式所示：
pdamp＝1.5(δuα·iα+δuβ·iβ)(7)
额外电压参考值δuα和δuβ应该分别加到两相静止坐标系下的α轴和β轴的电压uα和uβ上，作为新的两相静止坐标系下的电压。
进一步阻尼功率也可以表达为：
pdamp＝δuαβ·iαβ(8)
额外电压参考值δuαβ为δuα和δuβ的矢量之和，电流iαβ为两相静止坐标系下iα和iβ的矢量之和。
步骤三一：将额外的电压参考值加到电机控制系统中原来的电压参考值中，对电机驱动系统来说也是一种干扰，所以加入到电机驱动系统中的额外电压信号在保证可以消除谐振的前提下，需要保证额外电压信号对系统的干扰降到最低。
生成相同的阻尼功率pdamp所对应的额外的电压参考值δuαβ是有无数种选择的，在能产生同样大小阻尼功率的情况下，额外电压参考值δuαβ的幅值应该是最小时，就是额外电压参考值δuαβ的方向和电流矢量iαβ的方向是平行的，这样就可以将额外电压参考值对系统的影响降到最低了。所以阻尼方法中的额外电压参考值的生成是基于阻尼功率pdamp的。额外电压参考值δuαβ是与原来的电压参考值uαβ进行矢量相加得到新电压参考值的。
执行步骤三二；
步骤三二：在步骤三一中确定了生成阻尼功率pdamp所对应的额外电压参考值的方向后，接下来对额外电压参考值δuαβ解耦到两相静止坐标系下的α轴和β轴电压分量。表达式下式所示：
θ为iα和iβ合成的电流矢量iαβ与β轴的夹角。
得到额外电压参考值δuαβ在α轴和β轴额外电压参考值δuα和δuβ后，将它们分别与原来的两相静止坐标系下的电压参考值uα和uβ相加，得到最终的电压参考值
执行步骤三三；
步骤三三：在步骤三二的基础上定量的研究一下额外电压参考值对电机驱动系统的影响。
静止坐标系下的电压的幅值和同步坐标系下的其中一个电压的幅值是相等的，因此当电机驱动系统中电压参考值中加入了额外参考电压值后，电机驱动系统稳定性的分析可以通过分析同步坐标系下的电流环来进行。d轴电流的表达式和q轴电流的表达式是类似的，所以只需写出d轴电流关于d轴额外参考电压的传递函数即可，表达式如下所示：
ld是d轴电感，rs是定子电阻，kp和ki分别是d轴pi调节器中的比例调节参数和积分调节参数。从式(9)的表达式可以看出来g(s)的幅值是相当小的，也就意味着，额外电压参考值对电机驱动系统的影响是十分小的，几乎可以被忽略掉。所以整个系统在加入了可以被看成是对系统造成干扰的额外的电压参考值后仍然是稳定的。
执行步骤三四；
步骤三四：在上面分析步骤的基础上对输入侧滤波器和直流母线电容之间产生的谐振的频率的具体表达式进行分析。
由于输入侧滤波器lg和直流母线电容cdc之间相互作用，于是产生谐振降低系统稳定性。与此同时，由于直流母线电容的容值很低，储存能量少，直流母线电压和电网电流也会发生波动。谐振频率的表达式如下：
谐振会造成电网电流中存在谐波分量，并且这个谐波分量的幅值会非常容易的就超过谐波标准en61000-3-2的要求。因此，提高驱动系统的稳定性和抑制直流母线电压与电网电流的谐振时非常有必要的。
执行步骤三五；
步骤三五：在上面步骤分析的基础上，对阻尼电流生成模块的参数的具体设置进行分析。
上式(1)中直流母线电压经带通滤波器处理后可以得到直流母线电压在谐振频率附近的波动分量，ωb的值的选择主要是依据于由上式(10)中计算出来的谐振频率，ωb的值要接近于谐振频率，这样才能保证直流母线电压中的波动分量可以被检测出来，并且带通滤波器的带宽的选择不能过大，否则会将直流母线电压中的基波分量也过滤出来。将带通滤波器的中心频率设为500hz，带通滤波器的带宽设为40hz，于是直流母线电压中的谐振分量可以有效的提取出来。
执行步骤三六；
步骤三六：对采用阻尼控制方法时，不同k值对的电机驱动系统阻尼补偿的不同效果进行分析。
采用了本发明提出来的阻尼控制方法后闭环传递函数如下式所示：
其中b0和b1的表达式如下式所示：
系统的谐振峰是和系统的阻尼有着密切的关系的，通常情况下，对于一个传统的二阶系统来说，当系统的阻尼高于0.707时，系统的谐振峰就会消失。因此，当系统的阻尼高于0.707时，阻尼性能就是有效的。实际上，驱动系统的超调对系统性能的影响是十分大的。在直流母线电容容值比较小的电机驱动系统中，直流母线电压是在平均值附近波动的，这就可以看成是一个动态超调过程。当k值不断增大时，驱动系统会变成一个临界阻尼系统，当超调被完全抑制掉后，系统的阻尼性能会得到提升。对于临街阻尼系统来说，k的表达式如下式所示：
本发明是基于无电解电容永磁同步电机空调驱动控制系统，针对由于输入侧滤波器和直流母线电容相互作用会引发lc谐振具有明显的抑制作用，并且对因直流母线电容容值减小所引起的直流母线电压存在较大的波动有稳定作用，能提高系统稳定性。
本发明通过控制与阻尼电流相对应的阻尼功率来增大系统阻尼，达到抑制系统谐振和提高系统稳定性的目的。阻尼功率的实现则是通过产生额外的电压指令信号实现。
本发明提出的谐振抑制方法应用到无电解电容永磁同步电机空调驱动系统后，通过傅里叶分析看到母线电压中的谐波分量明显得到抑制，交流输入电流的各次谐波分量都得到明显抑制并符合谐波标准，对稳定系统，抑止系统谐振有明显的效果。
附图说明
图1为本发明的无电解电容永磁同步电机空调驱动系统的整体框图；此框图是在传统的电机驱动系统上加上了阻尼电流生成模块，阻尼功率生成模块以及电压指令信号生成模块。图1中的udc为直流母线电压，udc，0为直流母线电压稳定分量，ωb为谐振频率，k是用来调节系统性能的一个参数；idamp为阻尼电流，pdamp为阻尼功率；δuαβ为额外的电压指令信号，δuα为δuαβ在α轴的电压分量，δuβ为δuαβ在β轴的电压分量；ia为三相静止坐标系下的a相电流，ic为三相静止坐标系下的c相电流；iα为两相静止坐标系下的α轴电流，iβ为两相静止坐标系下的β轴电流；θ为iα和iβ合成的电流矢量iαβ与β轴的的夹角；ω*是永磁同步电机的转速参考值，ω是永磁同步电机的转速反馈值；
图2为本发明方法中的阻尼电流在电机驱动系统中的实现方式。lg为输入侧滤波器，rg为输入侧电阻，icap为流过直流母线电容的电流，iinv为逆变器电流，cdc为直流母线电容的容值。
图3为本发明中的阻尼功率在电机驱动系统中的实现方式，pl为负载功率
图4为本发明中的额外电压指令信号生成模块的具体实现框图。pinv为逆变器功率，uαβ为两相静止坐标系下的电压uα和uβ的合成电压矢量。
图5是本发明中的k值的大小不同时所对应的系统的伯德图，以及未加阻尼电流时系统的伯德图。
图6为未采用本发明提出的阻尼控制方法时的实验波形图，左面从上到下依次为电网电压、直流母线电压、电网电流和电机电流的波形图，右面是直流母线电压和电网电流的傅里叶分析图。
图7采用了本发明提出的阻尼控制方法，取k值为0.05，实验波形图左面从上到下依次为电网电压、直流母线电压、电网电流和电机电流的波形图，右面是直流母线电压和电网电流的傅里叶分析图。
图8采用了本发明提出的阻尼控制方法，取k值为0.15，实验波形图左面从上到下依次为电网电压、直流母线电压、电网电流和电机电流的波形图，右面是直流母线电压和电网电流的傅里叶分析图。
具体实施方式
具体实施方式一：针对无电解电容永磁同步电机驱动系统中存在的谐振现象的阻尼控制方法的实施步骤如下所示：
步骤一：系统阻尼较小，为提高系统阻尼，可增加一个与逆变器电流并联的阻尼电流，在永磁同步电机运行时，利用带通滤波器对直流母线电压进行处理就可以得到阻尼电流，并乘以一个系数进一步调节系统阻尼特性；
步骤二：由于阻尼电流的频率往往高于内环电流环的带宽，且直流母线电流难以控制，对步骤一中得到的阻尼电流进行处理得到等效的阻尼功率，通过对阻尼功率的控制实现对阻尼电流的控制；
步骤三：由于阻尼电流能稳定系统的功能由阻尼功率来实现，而阻尼功率对系统的影响可以由产生额外的电压指令信号来实现，于是对系统中谐振的抑制最终通过产生额外的电压指令信号来实现，电压指令信号δuαβ需要解耦得到两相静止坐标系下α轴和β轴的电压分量δuα和δuβ。
如图1所示，无电解电容空调驱动系统主要分为三大部分，一部分是电机，一部分是变频驱动，一部分是dsp控制。电机采用双闭环适量控制，内环为电流环，外环为速度环，对电流的参考值与反馈值和转速的参考值与反馈值之间的差值都通过pi调节器进行调节。阻尼电流产生模块的输入量为直流母线电压，输出量为阻尼电流。阻尼电流与直流母线电压相乘得到阻尼功率。电压解耦环节将额外电压指令信号δuαβ解耦到两相静止坐标系下，得到α轴和β轴的额外电压指令信号δuα和δuβ，再和由
具体实施方式二：此具体实施方式和上面所述的具体实施方式一拥有的不同之处为：步骤一中的与逆变器电流并联的阻尼电流的分析与获得，通过将直流母线电压通过一个带通滤波器，并乘以一个系数k，得到可以调节的阻尼电流，使系统运行效果最佳，具体分析过程如下：
如图2所示为将逆变器和电机等效为一个恒流源之后得到的无电解电容空调驱动系统简化电路图，为提高系统阻尼稳定系统，将阻尼电流和逆变器电流并联在一起。阻尼电流的推导过程如下：
将直流母线电压输入到一个带通滤波器中，对带通滤波器的输出量乘以一个系数k，就可以得到阻尼电流。带通滤波器表达式为：
ωb为滤波器中心频率。
直流母线电压通过带通滤波器后可以得到谐振频率下的直流母线电压波动分量，乘以适当的系数k作为阻尼电流输入到电机系统中，消除谐振对电机运行性能的影响。
直流母线电压经带通滤波器处理后得到直流母线电压在谐振频率附近的波动分量，
如下式所示：
udc为直流母线电压。
进一步得到阻尼电流的表达式如下式所示：
k为调节系统性能的参数。
剩下的实施步骤则与具体实施方式一中是完全相同的。
具体实施方式三:此具体实施方式和上面所述的具体实施方式二拥有的不同之处为：对具体实施方式二中获得的阻尼电流进行处理得到等效的阻尼功率，通过对阻尼功率的控制来实现对阻尼电流的控制；
因为阻尼电流的频率高于电流环带宽的频率，所以对阻尼电流不能进行有效的控制，于是得到与阻尼电流相对应的阻尼功率，通过对阻尼功率的控制实现提高系统阻尼的目的，进而消除谐振，稳定系统。图3是对图2的进一步化简，如图3所示，阻尼电流用阻尼功率表示，逆变器电流用逆变器功率表示，逆变器功率为负载功率和阻尼功率之和。
阻尼功率的表达式如下式所示：
pdamp＝udc·idamp(4)
剩下的实施步骤则与具体实施方式二中是完全相同的。
具体实施方式四:此具体实施方式和上面所述的具体实施方式三拥有的不同之处为：阻尼功率的实现是通过产生额外的电压指令信号来实现。
产生阻尼功率的额外电压指令信号的推导过程如下：
忽略逆变器的开关损耗，则电机功率可以近似看成是逆变器功率，逆变器功率可以表示为：
pinv＝1.5(uαiα+uβiβ)(5)
uα和uβ分别为两相静止坐标系下的α轴和β轴的电压，iα和iβ分别为两相静止坐标系下的α轴和β轴的电流。
阻尼功率在系统中的实现可以通过逆变器输出功率的变化量来实现，逆变器输出功率变化量的实现可以通过电流变化量或者是电压变化量来实现。电压变化量相比于电流变化量有着优势：因为电流控制器带宽低于电流频率，所以采用电压变化量来实现逆变器输出功率的变化，进而得到阻尼功率。包含额外电压信号参考值的新的逆变器输出功率表达式如下所示：
pinv+pdamp＝1.5[(uα+δuα)iα+(uβ+δuβ)iβ](6)
δuα和δuβ分别为两相静止坐标系下的α轴和β轴的额外的补偿电压参考值，左边为电机驱动系统原来的逆变器输出功率加上阻尼功率后得到的新的逆变器输出功率。
对于直流母线电容容值较小的电机驱动系统而言，逆变器调制指数主要由三个因素决定:电机转速误差，速度环和电流环的带宽，还有空间矢量脉冲宽度调制模块(svpwm)的电压参考值。因为直流母线电压值最小时接近为零，所以影响逆变器调制指数的主要因素是空间矢量脉冲宽度调制模块的电压参考值。实际上，当直流母线电压值接近最小值时，此时逆变器调制指数是没有意义的。在实际应用时，空间矢量脉冲宽度调制模块的电压参考值就是直流母线电压的稳定分量，如图1所示。它可以看成是逆变器输出功率的平均运算，逆变器输出功率和实际直流母线电压是密切相关的。假设逆变器调制指数是恒定值，则逆变器输出功率是随着直流母线电压的波动而波动的。则电压参考值的修正量是和逆变器输出功率变化量相对应的，于是系统中由于直流母线电容的容值较小造成的母线电压波动较大，且由于系统阻尼小，造成系统中存在的谐振，都可以最终通过改变逆变器输出功率来实现，并且可以避免不必要的逆变器调制指数饱和。
将上式(5)右侧表达式展开，与式(4)相比较，可以得到阻尼功率的表达式如下式所示：
pdamp＝1.5(δuα·iα+δuβ·iβ)(7)
额外的补偿电压参考值δuα和δuβ应该分别加到两相静止坐标系下的α轴和β轴的电压uα和uβ上，作为新的两相静止坐标系下的电压。
进一步阻尼功率也可以表达为：
pdamp＝δuαβ·iαβ(8)
额外的补偿电压参考值δuαβ为δuα和δuβ的矢量之和，电流iαβ为两相静止坐标系下iα和iβ的矢量之和。
步骤三一：将额外的电压参考值加到电机控制系统中原来的电压参考值中，对电机驱动系统来说也是一种干扰，所以加入到电机驱动系统中的额外电压信号在保证可以消除谐振的前提下，需要保证额外电压信号对系统的干扰降到最低。
如图4所示为两相静止坐标系下的α轴和β轴的额外的补偿电压参考值生成图。由图4可以看到，生成相同的阻尼功率pdamp所对应的额外的电压参考值δuαβ是有无数种选择的，在能产生同样大小阻尼功率的情况下，额外的补偿电压参考值δuαβ的幅值应该是最小，就是额外的补偿电压参考值δuαβ的方向和电流矢量iαβ的方向是平行的，这样就可以将额外的补偿电压参考值对系统的影响降到最低。所以阻尼方法中的额外的补偿电压参考值的生成是基于阻尼功率pdamp的。额外的补偿电压参考值δuαβ是与原来的电压参考值uαβ进行矢量相加得到新电压参考值的。
执行步骤三二；
步骤三二：在步骤三一中确定了生成阻尼功率pdamp所对应的额外的补偿电压参考值的方向后，接下来对额外的补偿电压参考值δuαβ解耦到两相静止坐标系下的α轴和β轴电压分量。表达式下式所示：
θ为iα和iβ合成的电流矢量iαβ与β轴的夹角。
如图1所示，得到额外的补偿电压参考值δuαβ在α轴和β轴额外的补偿电压参考值δuα和δuβ后，将它们分别与原来的两相静止坐标系下的电压参考值uα和uβ相加，得到最终的电压参考值
执行步骤三三；
步骤三三：在步骤三二的基础上定量的研究一下额外的补偿电压参考值对电机驱动系统的影响。
静止坐标系下的电压的幅值和同步坐标系下的其中一个电压的幅值是相等的，因此当电机驱动系统中电压参考值中加入了额外参考电压值后，电机驱动系统稳定性的分析可以通过分析同步坐标系下的电流环来进行。d轴电流的表达式和q轴电流的表达式是类似的，所以只需写出d轴电流关于d轴额外参考电压的传递函数即可，表达式如下所示：
ld是d轴电感，rs是定子电阻，kp和ki分别是d轴pi调节器中的比例调节参数和积分调节参数。从式(9)的表达式可以看出来g(s)的幅值是相当小的，也就意味着，额外的补偿电压参考值对电机驱动系统的影响是十分小的，几乎可以被忽略掉。所以整个系统在加入了可以被看成是对系统造成干扰的额外的电压参考值后仍然是稳定的。
执行步骤三四；
步骤三四：在上面分析步骤的基础上对输入侧滤波器和直流母线电容之间产生的谐振的频率的具体表达式进行分析。
由于输入侧滤波器lg和直流母线电容cdc之间相互作用，于是产生谐振降低系统稳定性。与此同时，由于直流母线电容的容值很低，储存能量少，直流母线电压和电网电流也会发生波动。谐振频率的表达式如下：
谐振会造成电网电流中存在谐波分量，并且这个谐波分量的幅值会非常容易的就超过谐波标准en61000-3-2的要求。因此，提高驱动系统的稳定性和抑制直流母线电压与电网电流的谐振时非常有必要的。
执行步骤三五；
步骤三五：在上面步骤分析的基础上，对阻尼电流生成模块的参数的具体设置进行分析。
上式(1)中直流母线电压经带通滤波器处理后可以得到直流母线电压在谐振频率附近的波动分量，ωb的值的选择主要是依据于由上式(10)中计算出来的谐振频率，ωb的值要接近于谐振频率，这样才能保证直流母线电压中的波动分量可以被检测出来，并且带通滤波器的带宽的选择不能过大，否则会将直流母线电压中的基波分量也过滤出来。将带通滤波器的中心频率设为500hz，带通滤波器的带宽设为40hz，于是直流母线电压中的谐振分量可以有效的提取出来。
执行步骤三六；
步骤三六：对采用阻尼控制方法时，不同k值对的电机驱动系统阻尼补偿的不同效果进行分析。
采用了本发明提出来的阻尼控制方法后闭环传递函数如下式所示：
其中b0和b1的表达式如下式所示：
系统的谐振峰是和系统的阻尼有着密切的关系的，通常情况下，对于一个传统的二阶系统来说，当系统的阻尼高于0.707时，系统的谐振峰就会消失。因此，当系统的阻尼高于0.707时，阻尼性能就是有效的。实际上，驱动系统的超调对系统性能的影响是十分大的。在直流母线电容容值比较小的电机驱动系统中，直流母线电压是在平均值附近波动的，这就可以看成是一个动态超调过程。当k值不断增大时，驱动系统会变成一个临界阻尼系统，当超调被完全抑制掉后，系统的阻尼性能会得到提升。对于临界阻尼系统来说，k的表达式如下式所示：
k值不同时所对应的系统的伯德图如图5所示。由图5可以看到，当k值逐渐增大时谐振峰的最大值不断的被削弱，并且当系统变成一个临界阻尼系统时所对应的k值是最佳选择值，选择k值为0.15。
其他步骤以及参数的设定与具体实施方式一、二或三是完全相同的。
采用下面所述的实施例子来验证本发明的有效性：
实施例子一：
在无电解电容永磁同步电机空调平台上验证本发明提出的阻尼控制方法的有效性。实验平台的各项参数设置为：电网电压220v,电网频率50hz，直流母线电容为薄膜电容，容值为20μf，输入侧电感滤波器5mh，d轴电感7.9mh，q轴电感11.7mh，转子磁链0.11wb，转子极对数为3，额定功率为1.0kw，额定转速为3000r/min，定子电阻为2.75ω。阻尼控制方法中的k取值为0.15。实验中所有的控制算法都是在dsptms320f28034中完成的。开关和采样频率设为10khz。
图6为未采用阻尼控制方法的实验波形图，由图可以看出，直流母线电压和电网电流均存在谐振，不符合谐波标准。
图7为采用阻尼控制方法时的实验波形图，此时取k为0.05，因为采用了阻尼控制方法，所以直流母线电压和电网电流的谐振都得到抑制，但是由于k值的取值并不是最佳的，所以抑制效果并不是最佳的。
图8为采用阻尼控制方法时的实验波形图，此时取k为0.15，系统处于临界阻尼状态，此时对直流母线电压和电网电流的谐振的抑制作用达到了最佳，电流电流各次谐波成分都得到了最大的抑制，并满足谐波标准。
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