基于新型复合控制算法的逆变器控制方法与流程

本发明涉及一种逆变器控制方法，特别是一种基于新型复合控制 算法的逆变器控制方法。

背景技术：

逆变器作为一种重要的电力电子变换装置，在当今生产生活中占 据重要地位。逆变器输出电压电流波形质量是衡量逆变器质量的一项 重要指标，也是逆变器控制器的研究关键。详细内容见参考文献[曾 正,杨欢,赵荣祥等.多功能并网逆变器研究综述.电力自动化设 备,2012,32(8):5-15]。传统逆变器控制多采用PI控制方法，结构简 单，易于整定。但随着逆变技术的发展，传统PI控制方法也越来越 暴露出其弊端，如跟踪速度慢，控制精度差，没有考虑到电容电感呈 现的分数阶特性等等。详细内容见参考文献[Dai Yu-xing,Wang Huan, Zeng Guo-qiang.Double closed-loop PI control of three-phase inverters by binary-coded extremal optimization.Digital Object Identifier,2016,4:7621-7632.Meenu Saman,Manitha P.V., Ilanga K.Design and control of a soft switching grid connecting inverter using PI controller.Biennial lnternational Conference on Power and Energy Systems:Towards Sustainable Energy(PESTSE),2016:1-6.许吉强,卢闻州,吴雷等.低压微电网 逆变器并离网平滑切换控制.科学技术与工 程,2017,17(9):36-43]。近年来，一些新型控制方法被不断提出。

Podlubny教授提出的分数阶PID控制方法，由于额外引入了λ和 μ两个自由变量，相比于PID控制具有更强的可调性和灵活性，同时 算法简单，易于实现。详细内容见参考文献[PODLUBNYI.Fractional differential equations.San Diego:Academic Press,1999. PODLUBNYI.Fractional-order systems and control lers.IEEE Transactions on Automatic Control,1999,44(1):208-214]。产 生于工业生产过程的预测控制算法，汲取了现代控制理论中的优化思 想，在滚动的每一步以实时信息进行反馈校正，提高了系统的鲁棒性， 符合工业过程控制的实际要求。详细内容见参考文献[Hoach The Nguyen,Eun-Kyung Kim,Ik-Pyo Kim,et al.Model predictive control with modulated optimal vector for a three-phase inverter with an LC filter.IEEE Transactions on Power Electronics,2017,PP(99):1-1.Chen Qi-hong,Luo Xiao-ru,Zhang Li-yan,et al.Model predictive control for three-phase four-leg grid-tied inverters.Digital Object Identifier, 2016,5:2834-2841]。滑模变结构控制由于其滑模面可以根据需要进 行设计，且与对象模型及外部扰动无关，具有响应迅速、鲁棒性强、 对参数变化及扰动不灵敏、物理实现简单等优点。详细内容见参考文 献[Senad Huseinbegovic,Branislava Perunicic-Dra enovic. Discrete-time sliding mode direct power control for three-phase grid connected multilevel inverter.Power Engineering,Energy and Electrical Drives(POWERENG),2013 Fourth International Conference,2013:933-938.苗敬利,黄晓 光.抑制无刷直流电机转矩脉动的滑模观测器控制.科学技术 与工程,2013,13(32):9683-9686.Sajad Naderi Lordejani and Mohammad Javad Yazdanpanah.Sliding mode pulse width modulation for voltage control of a voltage source inverter.Electrical Engineering(ICEE),2015 23rd Iranian Conference,2015:1642-1646]。基于以上的研究，本文提出一种 新型双闭环控制策略。将分数阶PI控制与预测函数控制结合起来， 得到分数阶PI预测函数控制(FOPIPFC),应用于电压外环，改善系 统的动态响应及抗干扰能力；将分数阶PID控制和离散时间滑模变结 构控制结合起来，得到离散时间分数阶PID滑模控制(FOPIDSMC)， 应用于电流内环，获得快速的响应速度和良好的控制性能。通过理论 和实验证明，该新型复合控制算法兼具优良的稳态和瞬态性能，抗干 扰能力强，稳定性好。

技术实现要素：

本发明所要解决的技术问题是提供一种基于新型复合控制算法 的逆变器控制方法，改善三相逆变器系统的输出电压电流波形质量问 题。

为解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案是：

一种基于新型复合控制计算的逆变器控制方法，其特征在于包含 以下步骤：

步骤一：对三相逆变器系统建立数学模型；

步骤二：多变量分数阶PI预测函数控制设计；

步骤三：离散时间分数阶PID滑模控制设计；

步骤四：控制系统设计，采用双闭环控制结构，其中电流内环采 用离散时间分数阶PID滑模控制方法，电压外环采用多变量分数阶 PI预测函数控制方法。

进一步地，所述步骤一具体为，

初始化下列逆变器控制系统的参数：直流母线电压UDC，交流输 出电压Uload，频率f；逆变器输出滤波器Cinv，Linv；Dy接线变压器Rtrans， Ltrans；输出滤波器Cgrass；

根据电路模型将三相逆变器系统转化为系统动态方程

进一步地，所述步骤二具体为，

预测函数控制将每一时刻的控制输入看作是若干事先选定的基 函数的线性组合，即

其中，U(k+i)为k+i时刻的控制向量；μj(k)为基函数加权系数 向量；fj(i)为基函数在t＝(k+i)T时刻的取值；J为基函数的阶数； P为预测步长；

基于状态空间方程的多变量预测函数控制的基函数选取阶跃函 数，则由阶跃函数的性质可知U(k+i)＝U(k)；

为最大程度地减少超调，将参考轨迹取为一阶指数形式

Yr(k+i)＝c(k+i)-αⁱ[c(k)-Yp(k)]

式中：Yr(k+i)为(k+i)时刻的参考轨迹向量；Yp(k)为k时刻的过程 实际输出向量；c(k)为k时刻的设定值向量；αⁱ为i时刻的参考轨迹衰

减因子，一般取；

取状态空间模型

由上式易推

式中，

由于外界干扰及模型失配原因，模型预测输出与过程实际输出之 间存在一定的误差，即

E(k)＝Yp(k)-Ym(k)

在控制系统中，

E(k+i)＝E(k)＝Yp(k)-Ym(k)

其中，E(k)为k时刻的误差向量，E(k)＝[e1(k)e2(k)…eN(k)]，en(k)表 示第n个模型输出与过程输出之间的误差，n＝1,2,…,N；Yp(k)为k时刻 的过程实际输出向量；Ym(k)为k时刻的模型预测输出向量；

经修正，未来P时刻预测模型Ym(k+P)＝Ym(k+P)+E(k+P)；

将目标函数与分数阶PI结合

J＝min{[Kp△Ep(k)^TQ△Ep(k)+KaEp(k)^TQEp(k)]+U(k)^TRU(k)}

式中，Q、R分别为误差加权因子和控制量加权因子，且为正定 矩阵；Kp为比例系数矩阵，Ka为积分系数矩阵，Ka＝KiD^-λ，Ki为积分 系数矩阵，D^-λ为分数阶积分因子，λ为分数阶积分参数；E(k)为预测 误差，△E(k)为预测误差增量；

根据前式可知，控制矩阵其中，

由控制时域M＝1，得

此外，还有， ；

因为(k+i)时刻的误差可表示为

式中，

所以，

式中，，

同时，△Ep＝△D(k)+G△U(k)，

令得

μ＝La+Lb+Lc

式中，其中，Fn＝[f1(i) f2(i) … fJ(i)]，i＝1,2,…,P-1；q^-1为后移算子,△U(k)＝(1-q^-1)U(k)， △D(k)＝(1-q^-1)D(k)；

结合前式，得最优控制率u：

式中，F(0)＝[f1(0),f2(0),…,fN(0)]^T。

进一步地，所述步骤三具体为，

考虑一个连续的线性时不变系统

e(t)＝y(t)-yref(t)

式中，状态向量x(t)∈Rⁿ，控制向量u(t)∈R^m，待调输出为y(t)，参考 输入为yref(t)，干扰为d(t)；将上式所述系统通过采样转换为离散时间 系统，采样周期为T；

e(k)＝y(k)-yref(k)

其中，A^*＝exp(A·T)，

设计与分数阶PID相结合的连续时间滑模面：

式中，s(t)为滑模面函数；kp、ki、kd、k0分别为比例项系数、分 数阶积分项系数、分数阶微分项系数及常数项系数，满足kp>0、ki>0、 kd>0、k0>0；D^-λ、D^μ分别为分数项积分和分数项微分因子，其中λ>0， μ>0；sgn(·)为如下表示的符号函数

离散化滑模函数为

式中，1-kpT>0；Ts为分数阶算法中的时间步长；二项式系数

为控制输出y(k)随yref(k)变化，选择滑模切换面s(k)＝Cx(k)-yref(k)；当 离散滑模存在时，有y(k)→yref(k)，因此，离散时间分数阶PID滑模控 制在控制输入u(k)满足s(k+1)＝0是存在，结合切换函数及前式，有

s(k+1)＝Cx(k+1)-yref(k+1)

＝C[A^*x(k)+B^*u(k)+E^*d(k)]-yref(k+1)

＝CA^*x(k)+CB^*u(k)+CE^*d(k)-yref(k+1)

＝0

将离散滑模函数代入，得到“等效控制ueq(k)”：

进一步地，所述步骤四中电压外环控制具体为，

结合系统动态方程，建立状态空间方程

式中，

为系统的状态变量，为控制输入；将上 式离散化得

其中

结合步骤二，得出控制律

为限制电压环产生的参考电流的大小，对输出电流进行限 幅

式中，Imax表示逆变器最大允许电流。

进一步地，所述步骤四中电流内环控制具体为，

建立状态空间方程

式中，状态变量控制输入干扰离散化得

式中，T为采样周期；

为使逆变器的电流随参考变化，选择切换函数其中因此，当离散滑模发生时，有或者等效控制量ueq(k)为

由于PWM参考电压受直流母线电压大小的限制，因此对控制输出 进行限幅

式中，u0为电压最大限制。

进一步地，所述时间间隔T的取值为0.001，比例项系数

积分项系数分数阶积分阶数λ'＝0.08，预测时 域P＝5，控制量加权系数R＝0.01，误差加权系数Q＝0.9。

进一步地，所述时间步长Ts的取值为0.1，比例项系数积分项系数ki＝[0.01 0.01]，微分项系数kd＝[0.2 0.2]，分数阶积分阶数λ＝0.3， 分数阶微分阶数μ＝0.3。

本发明与现有技术相比，具有以下优点和效果：本发明将所提新 型控制算法与实际逆变系统相结合，解决当今逆变器系统控制问题。 使用双闭环控制策略，有效改善了逆变器输出电压电流波形质量问题。 将控制算法离散化，更适应于在数字计算机上的实现。将分数阶PI 控制与预测函数控制结合，得到分数阶PI预测函数控制器，作用于 电压外环，实现对负载电压的控制。将分数阶PID控制与滑模控制相 结合，得到分数阶PID滑模控制器，作用于电流内环，实现对输出电 流的控制。

附图说明

图1是本发明的三相逆变器系统的电路图。

图2是本发明的dq0静止坐标系下的等效电路图。

图3是本发明的控制系统整体框图。

图4是本发明的系统主仿真图。

图5是本发明的对称满载实验仿真图。

图6是本发明的单相阻性负载实验仿真图。

图7是本发明的两相阻性负载实验仿真图。

图8是本发明的500％阻性负载实验仿真图。

图9是本发明的0％-100％负载突变实验仿真图。

图10是本发明的100％-0％负载突变实验仿真图。

图11是本发明的输出端短路实验仿真图。

图12是本发明的PI控制下对称满载实验仿真图。

图13是本发明的PI控制下0％-100％负载突变实验仿真图。

图14是本发明的PI控制下输出端短路实验仿真图。

具体实施方式

下面结合附图并通过实施例对本发明作进一步的详细说明，以下 实施例是对本发明的解释而本发明并不局限于以下实施例。

本发明的一种基于新型复合控制算法的逆变器控制方法，运用双 闭环控制策略，将分数阶PI控制与预测函数控制结合，得到分数阶 PI预测函数控制器，作用于电压外环，实现对负载电压的控制；将 分数阶PID控制与滑模控制相结合，得到分数阶PID滑模控制器，作 用于电流内环，实现对输出电流的控制。经理论和实验共同证实该方 法具有良好的控制性能及抗干扰能力，有效地改善了三相逆变器系统 的输出电压电流波形质量问题。

1、建立逆变器系统模型

本发明专利所研究功率变换器系统由典型三相PWM电压逆变器、 LC输出滤波器及Dy接线变压器组成，如图1所示。其中变压器用于 电压变换和电气隔离，Dy接线变压器将逆变器输出的三线系统转变 为负载侧的四线系统；变压器负载侧小电容Cgrass用于负载电压的滤波 和稳定；DSP(数字信号处理器)用于功率变换器控制及产生功率器 件所需的PWM触发信号。图中为负载相电压，为负载相电流，为逆变器输出滤波电容上 的线电压，为逆变器输出相电流，为变 压器二次侧电流。

根据图中所示电路模型，得输出滤波电路动态方程

其中，各电压电流向量的定义如下：

式(1-4)中，矩阵Tri和Trv表示Dy接线变压器的电流和电压转换 关系。用tr表示变压器匝数比，则矩阵可表示为

为方便进行控制，消除谐波电压及不对称电压对系统的影响，将 (1-4)式所示动态方程转换到dq0静止参考系下，有

其中式中， 表征abc坐标系下的变量，表征dq0静止坐标系下的相应变量。

经变换，系统动态方程可写为

其中，矩阵和定义为

值得注意的是，由于逆变器和滤波器是三线系统，所以逆变器电 压逆变器电流和输入PWM电压的零相序分 量是不重要的，在(9-12)式中不存在；同时，根据式(9-12)的动 态方程得出dq0静止坐标系下的等效电路如图2所示。可以看出，变 压器负荷侧的0轴等效电路与qd轴完全解耦。这表明负荷电压和变 压器次级电流的零轴分量(和)不受输入PWM电压控 制。当负荷不平衡或存在三次谐波时，负荷电流的零轴分量不为0， 这将导致负荷电压中存在不希望的零轴分量。然而由图2可知，输出 端的小电容和变压器漏感可构成LC滤波器，衰减负荷电流零轴分量 引起的负荷电压零轴分量，稳态状态下衰减幅度为

其中，ω＝2πf，f为谐波频率。

2、多变量分数阶PI预测函数控制设计

为提高系统的动态性能及抗扰动能力，将分数阶PI和预测控制 结合起来，得到一种新型控制算法——多变量分数阶PI预测函数控 制算法。

预测函数控制将每一时刻的控制输入看作是若干事先选定的基 函数的线性组合，即

其中，U(k+i)为k+i时刻的控制向量；μj(k)为基函数加权系数向量； fj(i)为基函数在t＝(k+i)T时刻的取值；J为基函数的阶数；P为预测步 长。

线性组合系数通过求解性能指标函数得出，基函数的选择取决于 被控对象的性质及设定值的大小，而不影响系统动态性能及闭环回路 的稳定性。本发明专利推导的基于状态空间方程的多变量预测函数控 制的基函数选取阶跃函数，则由阶跃函数的性质可知U(k+i)＝U(k)。

为最大程度地减少超调，将参考轨迹取为一阶指数形式

Yr(k+i)＝c(k+i)-αⁱ[c(k)-Yp(k)] (17)

式中，Yr(k+i)为(k+i)时刻的参考轨迹向量；Yp(k)为k时刻的过程实 际输出向量；c(k)为k时刻的设定值向量；αⁱ为i时刻的参考轨迹衰减

因子一般取。

取状态空间模型

由上式易推

式中，

由于外界干扰及模型失配等原因，模型预测输出与过程实际输出 之间存在一定的误差，即

E(k)＝Yp(k)-Ym(k)

在控制系统中，可以认为

E(k+i)＝E(k)＝Yp(k)-Ym(k) (21)

其中，E(k)为k时刻的误差向量，E(k)＝[e1(k)e2(k)…eN(k)]，en(k)表 示第n个模型输出与过程输出之间的误差，n＝1,2,…,N；Yp(k)为k时刻的 过程实际输出向量；Ym(k)为k时刻的模型预测输出向量。

经修正，未来P时刻预测模型Ym(k+P)＝Ym(k+P)+E(k+P)。

将目标函数与分数阶PI结合

J＝min{[Kp△Ep(k)^TQ△Ep(k)+KaEp(k)^TQEp(k)]+U(k)^TRU(k)} (22)

式中，Q、R分别为误差加权因子和控制量加权因子，且为正定 矩阵；Kp为比例系数矩阵，Ka为积分系数矩阵，Ka＝KiD^-λ，Ki为积分 系数矩阵，D^-λ为分数阶积分因子，λ为分数阶积分参数；E(k)为预测 误差，△E(k)为预测误差增量。

根据(16)式可知，控制矩阵其中，

由控制时域M＝1，得

此外，式(22)中还有,

因为(k+i)时刻的误差可表示为

式中，

所以，

式中，，

同时，△Ep＝△D(k)+G△U(k)。

令得

μ＝La+Lb+Lc (25)

式中，

其中，Fn＝[f1(i) f2(i) … fJ(i)]，i＝1,2,…,P-1；q^-1为后移算子,

△U(k)＝(1-q^-1)U(k)，△D(k)＝(1-q^-1)D(k)。

结合(16)式，得最优控制率u：

式中，F(0)＝[f1(0),f2(0),…,fN(0)]^T。

下面对多变量分数阶PI预测函数控制算法进行稳定性分析。

由于设定值的选取不影响闭环系统的稳定，令设定值矩阵则

u(k)＝-KX(k) (27)

式中，

将(27)式代入(18)式，得

Xm(k+1)＝AmXm(k)-BmKXm(k) (28)

设P1、P2为对称正定矩阵，若满足如下黎卡提方程，则可保证系 统渐进稳定。

(Am-BmK)^TP1(Am-BmK)-P1＝-P2 (29)

定义李雅普诺夫函数

V(Xm(k))＝Xm(k)^TP1Xm(k) (30)

则李雅普诺夫函数V(Xm(k))的增量为

△V(Xm(k))＝V(Xm(k+1))-V(Xm(k))

＝Xm(k+1)^TP1Xm(k+1)-Xm(k)^TP1Xm(k)

＝[AmXm(k)-BmKXm(k)]^TP1[AmXm(k)-BmKXm(k)]^T-Xm(k)^TP1Xm(k)

＝Xm(k)^T(Am-BmK)^TP1(Am-BmK)Xm(k)-Xm(k)^TP1Xm(k)

＝Xm(k)^T[(Am-BmK)^TP1(Am-BmK)-P1]Xm(k)

＝-Xm(k)^TP2Xm(k) (31)

由(30)式知，△V(Xm(k))<0

李雅普诺夫函数在该控制律中单调递减，闭环系统渐进稳定。

3、离散时间分数阶PID滑模控制设计

滑模变结构控制方法作为一类特殊的非线性控制方法，具有响应 快速、对参数变化及扰动不灵敏、无需系统在线辨识、物理实现简单 等优点。而将离散时间滑模控制与分数阶PID控制相结合，可以避免 连续时间滑模控制直接数字化导致的抖振问题，因此特别适合数字实 现场合。

考虑一个连续的线性时不变系统

e(t)＝y(t)-yref(t) (32)

式中，状态向量x(t)∈Rⁿ，控制向量u(t)∈R^m，待调输出为y(t)，参考 输入为yref(t)，干扰为d(t)。将式(32)所述系统通过采样转换为离散 时间系统，采样周期为T。

e(k)＝y(k)-yref(k) (33)

其中，A^*＝exp(A·T)，

设计与分数阶PID相结合的连续时间滑模面：

式中，s(t)为滑模面函数；kp、ki、kd、k0分别为比例项系数、分 数阶积分项系数、分数阶微分项系数及常数项系数，满足kp>0、ki>0、 kd>0、k0>0；D^-λ、D^μ分别为分数项积分和分数项微分因子，其中λ>0， μ>0；sgn(·)为如下表示的符号函数

离散化滑模函数为

式中，1-kpT>0；Ts为分数阶算法中的时间步长；二项式系数 q0＝1，d0＝1。

为控制输出y(k)随yref(k)变化，选择滑模切换面s(k)＝Cx(k)-yref(k)。当 离散滑模存在时，有y(k)→yref(k)。因此，离散时间分数阶PID滑模控 制在控制输入u(k)满足s(k+1)＝0是存在。结合切换函数及式(33)，有

s(k+1)＝Cx(k+1)-yref(k+1)

＝C[A^*x(k)+B^*u(k)+E^*d(k)]-yref(k+1)

＝CA^*x(k)+CB^*u(k)+CE^*d(k)-yref(k+1)

＝0 (36)

将(35)式代入，得到“等效控制ueq(k)”：

下面对离散时间分数阶PID滑模控制算法进行稳定性分析。

根据相关文献可知，离散时间滑模到达条件为

[s(k+1)-s(k)]sgn(s(k))<0

[s(k+1)+s(k)]sgn(s(k))>0 (38)

据此，结合(35)式和(38)式，得

同时，当采样周期T充分小的时候，有

可见，分数阶PID滑模变结构控制趋近律满足上述条件，能够保 证趋近律模态具备良好的品质。

4、控制系统设计

为保证逆变器系统的良好输出特性及抗干扰能力，采用双闭环控 制结构，如图3所示。其中，外环控制负荷电压跟随三相平衡参 考电压变化，产生逆变器参考电流并对其进行限幅。内环 相应产生PWM参考电压，控制逆变器电流跟随其参考电流变化。这里， 由于负载电压的零轴分量不可控，因此该分量不受控制器控制。

以下分别介绍两个控制环的开发，其中电流内环采用离散时间分 数阶PID滑模控制方法，电压外环采用多变量分数阶PI预测函数控 制方法。

首先对于电压外环的多变量分数阶PI预测函数控制器，结合式 (9-12)，建立状态空间方程

式中，

为系统的状态变量，为控制输入。将(41) 式离散化得

其中

结合(22)式，得出控制律

为限制电压环产生的参考电流的大小，对输出电流进行限 幅

式中，Imax表示逆变器最大允许电流。

对于电流内环的离散时间分数阶PID滑模控制器，由式(9-10)， 将变压器次级电流看作干扰，建立该子系统的状态空间方程

式中，状态变量控制输入干扰

离散化得

式中，T为采样周期。

为使逆变器的电流随参考变化，选择切换函数其中因此，当离散滑模发生时，有或者由前文所述，等效控制量ueq(k)为

由于PWM参考电压受直流母线电压大小的限制，因此对控制输出 进行限幅

式中，u0为电压最大限制。

为验证该新型复合控制算法的优良控制性能，于计算机

MATLAB/SIMULINK环境下对系统进行仿真。系统主仿真图如图4所示。

根据相关文献取实际系统参数如下：直流母线电压UDC＝540V，交 流输出电压Uload＝120V，频率f＝60Hz；逆变器输出滤波器Cinv＝540μF， Linv＝300μH；Dy接线变压器Rtrans＝0.02Ω，Ltrans＝480μH；输出滤波器 Cgrass＝90μF；采样时间T＝0.001s，时间步长Ts＝0.1s。

根据经验及人工调试，外环控制器参数为：λ'＝0.08，预测时域P＝5，控制量加权系数R＝0.01，误差加权系数Q＝0.9；

内环控制器参数为：ki＝[0.010.01]，kd＝[0.20.2]，λ＝0.3，μ＝0.3。

(1)稳态性能

在稳态情况下对试验系统进行仿真实验，图5-8分别为对称满载、 单相阻性负载、两相阻性负载及500％阻性负载下的效果仿真图。

从仿真结果来看，系统运行状态稳定，所有误差均保持在可接受 的范围内。

(2)瞬态性能

在瞬态情况下对试验系统进行仿真实验，以0％-100％的负载突变 和100％-0％的负载突变为例，仿真结果如图9-10所示。

由图可见，瞬态突变情况下，系统仅在极端的时间(不超过0.01 秒)内出现小幅抖振及过冲，并迅速恢复稳定运行状态，表明控制器 具有较快的响应速度及良好的控制效果。

(3)输出端短路试验

为验证该控制器在输出端短路时的限流能力，将电流上限定义在 300％，进行仿真实验。实验结果如图11所示。

可以看出，在系统突遇短路故障的情况下，约0.005秒左右时间， 系统恢复稳定，抖振冲击小。

(4)对比实验

为了验证所提出的新型控制算法的优越性，运用传统PI控制算 法进行一组对比试验。图12-14分别为对称满载、0％-100％负载突变 及短路时传统PI控制下的系统仿真结果。

从仿真图像来看，以上三种情况下使用传统PI控制方法同样可 以将系统快速控制在稳定状态下。

实验结果表明，相较于传统控制方法，新型复合控制算法收敛速 度快，抗干扰能力强，对系统的冲击小，具有更好的控制性能。

本说明书中所描述的以上内容仅仅是对本发明所作的举例说明。 本发明所属技术领域的技术人员可以对所描述的具体实施例做各种 修改或补充或采用类似的方式替代，只要不偏离本发明说明书的内容 或者超越本权利要求书所定义的范围，均应属于本发明的保护范围。