本发明涉及电机矢量控制技术。
背景技术：
电机矢量控制需要对电流矢量的幅值和相位进行准确控制，当电机运行频率较高时，电机控制系统中与电流采样和转子位置采样相关的各部分时间延迟会造成在矢量控制达到稳态后，电机的实际反馈电流无法跟踪上给定电流，且还会造成计算出的pwm占空比无法准确的等效作用在下一个pwm周期，随着电机运行频率的提高，反馈电流和给定电流之间的误差增大，对电机高频运行工况下的控制精度和运行性能造成较大影响。
申请号为200710075215.x的发明专利申请公开了一种全数字交流电机控制中时间延迟补偿方法及其控制装置，其仅对反坐标变换角度进行补偿，存在如下问题:
1)补偿的时间固定为1.5ts(ts为一个pwm周期)，此时间可能会存在较大误差；
2)仅对反坐标变换角度补偿，并不能很好的改善电机高速工况运行下电机控制性能。
技术实现要素：
本发明所要解决的技术问题在于提供一种电机矢量控制的转子位置角度补偿方法，其能让矢量控制中实际的反馈电流准确地跟踪上给定电流，且补偿角度的准确性较少地受控制器硬件参数影响，此外还能让实时计算的pwm占空比更准确地等效作用到下一个pwm周期。
为解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案是：
本发明提供了一种电机矢量控制的转子位置角度补偿方法，其特点是，在电机矢量控制中，控制器对转子位置检测装置采样得到的转子位置角度θ进行补偿，根据补偿后的转子位置角度θ'对α轴反馈电流iα和β轴反馈电流iβ进行park变换，其中，θ'＝θ－θ1，θ1＝w*(t1+t2+t3+t4)，θ1为park变换补偿角度，w为电机运行频率，t1为用于采样定子电流的电流传感器的延迟时间，t2为对电流传感器的输出信号进行滤波的滤波电路的延迟时间，t3为控制器的ad外设采样模块对定子电流采样开始时刻到控制器进入ad中断函数时刻之间的时间，t4为控制器进入ad中断函数时刻到控制器接收到转子位置检测装置采样的转子位置角度θ的时刻之间的时间。
采用上述技术方案后，本发明至少具有以下优点：
根据本发明的实施例的电机矢量控制的转子位置角度补偿方法对采集转子位置角度的时刻与采集定子电流时刻之间的时间延迟做了更为精确的补偿，可以让矢量控制中实际的反馈电流准确地跟踪上给定电流，且补偿角度的准确性较少的受控制器硬件参数影响，此外还能让实时计算的pwm占空比更准确地等效作用到下一个pwm周期，从而能提高矢量控制系统在高速工况下的电流控制精度，增强电机控制系统动态性能。
附图说明
图1示出了根据本发明一实施例的电机矢量控制转子位置角度补偿方法的控制原理框图。
图2示出了根据本发明一实施例的电机控制系统中电流和转子位置角度采样的相关时间延迟的示意图。
图3示出了根据本发明一实施例的虚拟d-q坐标系电流变换关系图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明做出进一步说明。
根据本发明一实施例的一种电机矢量控制的转子位置角度补偿方法，其中，在电机矢量控制中，控制器对转子位置检测装置采样得到的转子位置角度θ进行补偿，根据补偿后的转子位置角度θ'对α轴反馈电流iα和β轴反馈电流iβ进行park变换，得到电机的d轴实际电流id和q轴实际电流iq，其中，θ'＝θ－θ1，θ1＝w*(t1+t2+t3+t4)，θ1为park变换补偿角度，w为电机运行频率，t1为用于采样定子电流的电流传感器的延迟时间，t2为对电流传感器的输出信号进行滤波的滤波电路的延迟时间，t3为控制器的ad外设采样模块对定子电流采样开始时刻到控制器进入ad中断函数时刻之间的时间，t4为控制器进入ad中断函数时刻到控制器接收到转子位置检测装置采样的转子位置角度θ的时刻之间的时间。
进一步地，在根据本发明一实施例的一种电机矢量控制的转子位置角度补偿方法中，控制器还根据补偿后的转子位置角度θ”对d轴参考电压ud和q轴参考电压uq进行park反变换，得到电机的α轴参考电压uα和β轴参考电压uβ,其中，θ”＝θ+θ2，θ2＝w*t5，w为电机运行频率，θ2为park反变换补偿角度，t5为控制器接收到转子位置检测装置采样的转子位置角度θ的时刻到控制器的下一个pwm周期的中点时刻之间的时间。下一个pwm周期的中点时刻也就是下一个pwm周期的t/2处的时刻，其中t为pwm信号的周期。
图1和图2以永磁同步电机为例说明了根据本发明一实施例的一种电机矢量控制的转子位置角度补偿方法的工作原理，其中，作为转子位置检测装置的位置速度传感器以编码器为例进行说明。需要说明的是，本发明并不仅局限于用于永磁同步电机，也可以应用于异步电机等其它电机。
在图1中，电流传感器(图中未示出)采集电机的三相电流ia、ib和ic，位置速度传感器采样的转子位置角度θ和电机运行频率w，w也可根据位置角度计算获得。根据采集到的三相电流ia、ib和ic进行clark变换后，得到α轴反馈电流iα和β轴反馈电流iβ，根据补偿后的转子位置角度θ'对α轴反馈电流iα和β轴反馈电流iβ进行park变换，得到电机的d轴实际电流id和q轴实际电流iq，θ'＝θ－θ1。电流调节器根据d轴参考电流id*与d轴实际电流id的差值、以及q轴参考电流iq*与q轴实际电流iq的差值，计算出d轴参考电压ud和q轴参考电压uq，根据补偿后的转子位置角度θ”对d轴参考电压ud和q轴参考电压uq进行park反变换，得到电机的α轴参考电压uα和β轴参考电压uβ，θ”＝θ+θ2。三相电压发生器根据α轴参考电压uα和β轴参考电压uβ产生控制用的pwm信号，并输出至三相全桥逆变器，以实现对永磁同步电机的控制。
本实施例如何确定电机控制系统中电流和转子位置采样各相关部分延迟时间的具体说明如下。
a.电流传感器延迟时间t1
电流传感器将采样得到的电流信号转换成电压输出信号会有相应延迟时间，可根据所采用电流传感器型号查阅其数据文档(datasheet)，根据数据文档提供的典型延迟时间结合电机相应运行工况下的电流值大小，估算延迟时间t1。
b.滤波电路的延迟时间t2
滤波电路会对电流传感器输出信号进行rc滤波，由于电机的运行频率一般最高为几百赫兹频率段，所以滤波电路的延迟时间为rc时间常数：
t2＝r*c
式中：r为滤波电路的电阻值，单位：欧姆；
c为滤波电路的电容值，单位：法拉。
c.控制器的ad外设采样模块对定子电流采样开始时刻到控制器进入ad中断函数时刻之间的时间t3
在ad外设采样模块对各模拟量采样转换完成后(包括对定子电流的采样)，控制器会进入ad中断函数将各模拟通道采样值从ad结果寄存器取出。查阅控制器的ad外设数据文档，并结合程序中ad外设采样模块的配置数据，可以得到ad外设采样模块对定子电流采样转换开始时刻到进入ad中断函数时刻之间的时间t3。
d.控制器进入ad中断函数时刻到控制器接收到编码器采样的转子位置角度θ的时刻之间的时间t4
可通过对程序中相关代码的时间开销测量，计算出ad采样完成后进入ad中断函数时刻到编码器获得转子实际位置时刻之间的时间延迟t4。
f.控制器接收到编码器采样的转子位置角度θ的时刻到控制器的下一个pwm周期的中点时刻之间的时间t5
通过对程序中相关代码的时间开销测量，以及pwm周期时间的计算，可确定出接收到转子实际位置时刻到下一个pwm周期中点时刻之间的延迟时间t5。
在确定了电机控制系统中电流和转子位置采样各相关部分延迟时间之后，就可以计算补偿角度，其中:
park变换补偿角度：
θ1＝w*(t1+t2+t3+t4)
park反变换补偿角度：
θ2＝w*t5
park变换需要的转子位置角度：
θ'＝θ－θ1
park反变换(即ipark变换)需要的转子位置角度：
θ”＝θ+θ2
式中：θ为编码器采样到的转子位置角度。
在一更加具体应用例中，根据本发明一实施例的一种电机矢量控制的转子位置角度补偿方法被应用到采用了电动汽车主驱控制器平台中，该电动汽车主驱控制器平台的主控制芯片采用的是型号为stm32f103ve的mcu，电机采用旋转变压器反馈转子位置角度，被控制电机为60kw内嵌式永磁同步电机，相关实验数据如下：
1)确定控制系统中电流和转子位置采样各相关部分延迟时间
a.电流传感器延迟时间t1
电流传感器采用了型号为hah1dr900-s的电流霍尔传感器，其数据文档中给出了电流为780a时的典型延时时间为6.13us，据此推算电流约350a左右工况下延迟时间t1为t1＝350/780*6.13us＝2.75us；
b.滤波电路的延迟时间t2
滤波电路的电阻r为1000欧姆，电容为33nf，所以有：
t2＝r*c＝1000*(33e-9)＝33us
c.mcu的ad外设采样模块对电机相电流采样开始时刻到mcu进入ad中断函数时刻之间的时间t3
ad外设采样模块对4组(8个)通道进行采样，其中的通道3和通道0用来对电流进行采样，采样并转换完成后进入ad中断，所以有：
t3＝t采样+t转换＝1.125us+1.042us＝2.167us
d.mcu进入ad中断函数时刻到mcu接收到旋转变压器采样的转子位置角度θ的时刻之间的时间t4
通过硬件测试和软件测试两种方法确认t4＝30us；
f.mcu接收到旋转变压器采样的转子位置角度θ的时刻到mcu的下一个pwm周期的中点时刻之间的时间t5
根据软件代码的时间开销测量，并结合pwm周期时间125us，计算出t5＝130.83us；
2)计算补偿角度
park变换补偿角度：
θ1＝w*(2.75us+33us+2.167us+30us)＝w*67.917us
park反变换补偿角度：
θ2＝w*130.83us
3)根据补偿角度计算park、ipark坐标变换角度
park变换需要的转子位置角度：θ'＝θ-w*67.917us；
park反变换需要的转子位置角度：θ”＝θ+w*130.83；
式中：θ为旋转变压器采集到的转子位置角度。
4)效果说明
如图3所示，若不对矢量控制进行角度补偿，在d’q’轴坐标系中，电流调节器达到稳态，电流矢量is由id’和iq’两个电流分量组成，但由于电流采样和旋转变压器角度采样之间存在延迟造成is实际由dq轴坐标系中的电流分量id实和iq实组成。表1给出了固定id、iq电流给定工况(即d轴参考电流id*与q轴参考电流iq*保持不变的工况)下，有无角度补偿时各转速下电机输出转矩。
在忽略电机转子摩擦损耗情况下，保持id、iq电流分量不变，则永磁同步电机输出转矩不变，从表1可以看出，各个转速下id固定为负340a，iq固定为正90a时，进行角度补偿后，电机输出转矩基本保持在291nm左右，说明电流控制精度得到了提高，为电机的高性能控制奠定了基础。