本公开整体涉及功率转换，并且更具体地讲，涉及使用谐振拓扑调节转换器的电流和功率，谐振转换器、用于转换器的控制器以及形成控制器的方法。
背景技术：
反激转换器非常适合需要宽输入电压范围、或在转换器的输入与输出之间具有电流隔离的高电压输出的应用。反激转换器的操作开始于将具有开关的变压器的初级侧接地。因此，电流在初级侧中流动，从而在变压器的磁芯中引发磁通量，该磁通量往往与初级电流相反。通过选择具有反极性绕组(例如，次级绕组以与初级绕组相反的旋转方向缠绕在磁芯上)的变压器，次级电流在初级电流流动时不会流动，这是由于次级侧上的整流二极管的阻断作用。当初级电流终止时，磁芯中的磁通量将引发与该通量相反的方向的次级电流，该次级电流将以适当的电压放大率(取决于变压器的匝数比)将储存能量从磁芯转移到次级侧。
常规上，使用初级电流的振幅来估计次级电流的振幅，从而实现转换器的电流调节。反激转换器具有谐振拓扑，其中由于变压器的漏电感和开关的电容，振荡谐振波形将被提供给初级侧上的开关。谐振波形致使负电流流过开关，从而在电流调节的常规方法中引入错误。由于开关的快速激活与漏电感交互作用，还可存在跨开关的高频振荡或振铃。此外，希望基于功率消耗以及电流来调节转换器以有利于转换器的设计和操作，同时保持初级侧与次级侧之间的电流隔离。
技术实现要素：
根据本发明的一个方面，提供一种谐振转换器，包括：有源箝位反激ACF控制器，所述有源箝位反激ACF控制器被配置成控制初级侧开关，所述初级侧开关被配置成耦接到变压器的初级绕组，所述变压器的所述初级绕组以反极性磁性耦接到次级绕组，所述初级绕组具有第一端子和第二端子，其中所述初级侧开关被配置成与所述第二端子和电流感测模块串联连接，所述初级绕组被配置成具有连接在所述第一端子与接地基准之间的输入电压，并且响应于所述初级侧开关被激活而将初级电流从所述第一端子传导到所述接地基准，并且所述次级绕组响应于所述初级侧开关被去激活而传导次级电流；并且所述有源箝位反激ACF控制器包括：电流控制电路、功率控制电路和电压控制电路，所述电流控制电路被配置成响应于所述次级电流大于或等于最大输出电流而保持输出电流等于输出功率除以输出电压，所述输出功率由所述电流感测模块所感测的所述初级电流确定，并且所述输出电压等于所述次级绕组两端的电压，所述功率控制电路被配置成响应于所述输出功率大于或等于最大输出功率以及所述次级电流小于所述最大输出电流而保持基本上恒定的输出功率，所述基本上恒定的输出功率由所述输出电压的样本确定，所述电压控制电路被配置成响应于所述次级电流小于所述最大输出电流以及所述输出功率小于所述最大输出功率而将所述输出电压限制于最大输出电压。
根据本发明的另一方面，提供一种用于转换器的控制器，包括：电流控制电路、功率控制电路和电压控制电路，所述电流控制电路被配置成响应于所述转换器的变压器的次级电流大于或等于最大输出电流而保持输出电流等于所述转换器的输出功率除以所述转换器的输出电压，其中通过改变所述转换器的初级侧开关的占空比来保持所述输出电流比率，所述初级侧开关被配置成选通所述变压器的初级电流；所述功率控制电路被配置成响应于所述输出功率大于或等于最大输出功率以及所述次级电流小于最大输出电流而保持基本上恒定的输出功率，所述基本上恒定的输出功率由所述输出电压的样本确定，其中通过改变所述初级侧开关的所述占空比来保持所述基本上恒定的输出功率；所述电压控制电路被配置成响应于所述次级电流小于所述最大输出电流以及所述输出功率小于所述最大输出功率而将所述输出电压限制于最大输出电压。
根据本发明的另一方面，提供一种形成用于控制谐振转换器的控制器的方法，包括：将所述控制器配置成响应于所述谐振转换器的变压器的次级电流大于或等于最大输出电流而保持输出电流等于所述谐振转换器的输出功率除以所述谐振转换器的输出电压，其中保持所述输出电流比率包括改变所述谐振转换器的初级侧开关的占空比，所述初级侧开关被配置成选通所述变压器的初级电流；将所述控制器配置成响应于所述输出功率大于或等于最大输出功率以及所述次级电流小于所述最大输出电流而保持基本上恒定的输出功率，其中通过对所述输出电压采样来确定所述基本上恒定的输出功率，并且保持所述基本上恒定的输出功率包括改变所述初级侧开关的所述占空比；以及将所述控制器配置成响应于所述次级电流小于所述最大输出电流以及所述输出功率小于所述最大输出功率而将所述输出电压限制于最大输出电压。
附图说明
本发明以举例的方式进行说明，并且不受附图限制，在附图中类似的标号指示类似的元件。附图中的元件为了简明起见而示出，而未必按比例绘制。
图1是反激转换器的实施方案的示意图。
图2是使用不连续导通模式(DCM)时图1所示转换器的初级和次级电流波形的图形视图。
图3是图1所示转换器的电流调节的图形视图。
图4是根据本公开的实施方案的反激转换器的示意图。
图5是根据本公开的实施方案的图4所示反激转换器的控制器的功能框图。
图6是使用DCM时图4所示转换器的初级和次级电流波形的图形视图。
图7是使用DCM时具有图6的次级电流波形的进一步细节的图形视图。
图8是使用连续导通模式(CCM)时图4所示转换器的初级和次级电流波形的图形视图。
图9是图4所示转换器的电流、功率和电压调节的图形视图。
图10是根据本公开的实施方案的用于调节图4所示反激转换器的方法的流程图表示。
具体实施方式
本文所述系统和方法的实施方案提供采用谐振拓扑对转换器的调节。具体地讲，本公开描述了使用嵌套控制回路对反激转换器的调节，以控制输出电流、输出功率和输出电压。消除了由于因谐振波形带来的双向电流以及因电感性切换带来的高频振荡而出现的错误，同时保持转换器的输入与输出之间的电流隔离。
图1示出了用于将以接地端14为参考的输入电压(Vin)12转换为以接地端14为参考的输出电压(Vo)16的反激转换器的实施方案10。变压器包括以反极性(如由绕组“圆点”示意性地指示)磁性耦接到次级绕组20的初级绕组18。磁化电感器(Lm)22与初级绕组18并联。在各种实施方案中，磁化电感器22在物理上是初级绕组18的部分，但出于模拟目的而单独示出，并且表示变压器的支持初级绕组18所产生的磁通量的部分。初级侧开关24在端子26处连接到初级绕组18。通过选通信号28接通或“激活”初级侧开关24。次级绕组20通过与无源滤波器并联的二极管32连接到次级电容器30，该无源滤波器由与电阻器36串联的电容器34形成。初级绕组18连接到缓冲器，该缓冲器被设计成在初级侧开关24被去激活时抑制高频振荡使电流不连续地流过漏电感器(未示出)。缓冲器包括与滤波器串联的二极管38，该滤波器由电容器40和电阻器42形成。
当使用栅极28激活初级侧开关24时，感测电流44流过初级侧开关24、初级绕组18和磁化电感器22，从而产生相反的磁通量。电流在次级绕组中不流动，这是由于次级绕组相对于初级绕组的反极性，并且由于二极管32的阻断作用。当初级侧开关24随后被去激活时，储存的磁通量产生试图维持该通量的次级电流46，从而对次级电容器30充电并提供输出电压16。
图2和图3(同时继续参考图1)示出了计算用于反激转换器的电流调节的输出电流的常规方法。在图2中，栅极28在激活(或充电)持续时间50内被激活。初级电流由感测电流44确定且具有峰值电流(ipeak)52。在栅极24去激活后，次级电流在次级绕组中流动且具有峰值电流(n*ipeak)54，其中“n”是“匝数比”(例如，初级绕组的绕组数量与次级绕组的绕组数量相除的比率)。例如，如果次级绕组具有初级绕组十倍的绕组，则次级电流将为初级电流的十分之一。次级电流在放电持续时间(Tdis)56内流动且具有周期(T)58。因此，平均输出电流60由下式给出，其中次级电流除以2并乘以占空比：
Iout＝1/2*n*ipeak*(Tdis/T)
参见图3，反激转换器10的调节包括恒定电压(CV)限制82和恒定电流(CC)限制80。反激转换器还需要最小操作电压基数84。
现在转到图4，示出了具有改进的调节的反激转换器的实施方案90。在一些实施方案中，使用桥式整流器对交流输入电压92进行整流，该桥式整流器包括二极管94a,94b,94c和94d(统称94)以及输入电容器96。在其他实施方案中，将直流(dc)输入电压直接提供给反激转换器90，而无需用二极管94或用输入电容器96进行整流。反激转换器90将输入电压92转换为以接地端106为参考的输出电压104。在各种实施方案中，输出电压104以第二浮动电势为参考以提供双极性输出。
反激转换器90包括第一端子110与第二端子112之间的初级绕组108。初级绕组108以反极性(如由绕组“圆点”指示)磁性耦接到次级绕组118，该次级绕组连接在第三端子120与第四端子122之间。初级绕组和次级绕组与磁芯124磁性耦接。初级绕组108、磁芯124和次级绕组118是变压器的部分，该变压器还包括磁化电感器128和漏电感器130，它们在图4的示意图中单独示出以便于讨论。初级绕组108连接到第一开关140(也称为低端LG开关)。第一开关140(例如，初级侧开关)包括体二极管142。在各种实施方案中，第一开关与感测电阻器144串联连接，该感测电阻器连接到接地端106。在其他实施方案中，感测电阻器144以串联方式插置在初级绕组108与第一开关140之间。第一开关140还包括有效电容器(Coss_eff)146，该有效电容器将与磁化电感器128一起形成谐振电路。
反激控制器的实施方案90包括由第二开关150(也称为高端HG开关)形成的有源箝位电路，该第二开关与体二极管152并联，并且通过箝位电容器154连接到桥式整流器的输出。由次级二极管156和次级电容器158对次级绕组118的输出进行整流。在激活第一开关140时，感测电流170流过初级绕组108和磁化电感器128，并且在磁化电感器128中形成相反的磁通量。电流在次级绕组中不流动，因为次级二极管156被反向偏置。随后去激活第一开关140致使次级电流在次级绕组118中流动以试图保持磁通量。从次级绕组到初级绕组的反电动势防止由磁化电感器128和有效电容器146形成的谐振电路发生谐振。在磁通量耗尽之后，谐振电路将引起第二端子112处的减幅振荡。
有源反激(ACF)控制器174产生第二开关150的高端选通信号176，以及第一开关178的低端选通信号178。ACF控制器还接收电流感测信号180作为感测电阻器144上的电压，该电压与感测电流170成比例。辅助绕组(Na)190通过磁芯124磁性耦接到初级绕组108。辅助绕组190在放电阶段期间(在电流也在次级绕组中流动时)从磁通量接收能量，但以变压器的初级侧为参考，因此仍然保持部分地由初级绕组108和次级绕组118形成的变压器的初级侧和次级侧之间的电流隔离。如图4所示，由辅助二极管192和辅助电容器194对来自辅助绕组190的电流进行整流，以产生ACF控制器的电源(Vdd)196。
辅助绕组190上的电压由第一电阻器200和第二电阻器202分压以提供所感测的电压(Vs)204，该所感测的电压与输入电压92成比例并且还通过变压器的匝数比来与输出电压104相关。在各种实施方案中，可相对于初级绕组108调节辅助绕组190的绕组匝数，同时相应地改变第一电阻器200、第二电阻器202、或200和202两者的值以补偿因初级绕组108与辅助绕组190之间的匝数比引起的电压倍增。
图5(同时继续参考图4)描述了ACF控制器174的功能块。与如此前参考图2和图3所述的用于计算平均输出电流的方法相反，ACF控制器174的实施方案考虑了流过初级侧上的第一开关140的双向电流。双向电流的原因在于在次级电流因磁通量耗尽而停止流动之后磁化电感器128和Coss_eff 146的谐振。计算平均输出电流的改进方法补偿了流过第一开关140的负电流(ineg)，如下式所给出：
Iout＝1/2*n*(ipeak-ineg)*(Tdis/T)
更具体地讲，在一个实施方案中，通过低通滤波器(LPF)对电流感测信号180进行滤波，以便在被积分器224接收到之前移除因第一开关140激活而引起的高频振荡。随后，积分器224在第一开关140已激活的激活周期内对经滤波的电流感测信号180进行积分。在另一个实施方案中，积分器224通过以下方式直接对电流感测信号180进行积分，而无需用单独的LPF进行滤波：调节积分器224的输入带宽以对上述高频振荡进行滤波。然后通过峰值检测器226检测来自积分器224的积分电流的峰值。
通过Vin检测器230由所感测的电压204检测输入电压(Vin)92，其中在放电阶段期间(在开关140被激活时)流过辅助绕组190的电流镜像映射在充电阶段期间(在开关140被去激活时)流过初级绕组108的电流。在各种实施方案中，Vin检测器230检测Vin 92的峰值电平，并且计算Vin 92的均方根(RMS)值以便计算RMS输出功率。在另一个实施方案中，Vin检测器230提供了Vin92的峰值电平以用于计算峰值输出功率。在乘法器232处，将来自Vin检测器230的所检测的Vin乘以来自峰值检测器226的积分初级电流的峰值。
波形发生器240将激活持续时间(Tsw)242提供为一定值，该值等于第一开关140在充电阶段期间被激活(例如接通)的持续时间。激活持续时间242与放电时间(Tdis)相当，并且被代入此前的Iout公式。具体地讲，在电流在初级绕组中流动的激活持续时间Tsw期间以特定速率产生磁通量，并且在次级电流流动时以相同速率耗尽所产生的磁通量，从而限定放电时间Tdis。除法器246提供由下式给出的所计算的输出功率248：
输出功率＝Vin*(∫Isense.dt)/Tsw
以与通过Vin检测器230检测Vin 92类似的方式，通过Vout检测器250由所感测的电压204检测输出电压(Vout)104。Vout检测器250将所检测的输入电压乘以初级绕组108与次级绕组118的匝数比，从而提供所计算的输出电压252。在各种实施方案中，在磁化电感器128与初级侧上的Coss_eff 146之间的谐振开始之前，在次级电流停止流动的“拐点”处Vout检测器对所感测的电压204采样。
将所计算的输出功率248和所计算的输出电压252输入到稳压器254，该稳压器驱动栅极驱动器260。波形发生器240向栅极驱动器260提供充电脉冲256，该充电脉冲具有等于激活持续时间的持续时间以及等于激活周期的周期。栅极驱动器260提供第二开关150的高端选通信号176以及第一开关140(也称“初级侧开关”)的低端选通信号178。稳压器254控制栅极驱动器260处充电脉冲256的占空比，以保持反激转换器90在最大电流、功率和电压限值内的操作，如参考下图所述。占空比被定义为激活持续时间与激活周期相除的比率。在一个实施方案中，稳压器254通过以下方式控制占空比：改变激活持续时间的宽度，而不改变激活周期。在另一个实施方案中，稳压器254通过以下方式控制占空比：改变激活周期，而不改变激活持续时间。图6至图9将更详细地描述稳压器254的调节。
参见图6，用于激活第一开关140的栅极S1信号在形成磁通量的充电阶段期间具有激活持续时间(Tsw)270。在激活持续时间270期间，初级电流斜升且具有初始高频振荡272。LPF所输出的或经过图5的积分器224滤波的经滤波的初级电流将移除高频振荡272，但仍然存在负电流区274。通过使用积分器224对初级电流或经滤波的初级电流进行积分，产生了积分初级电流，该积分初级电流具有峰值检测器226可检测到的峰值276。在各种实施方案中，图5的峰值检测器226将保持峰值276，以用于所计算的输出功率248的后续计算。对于以不连续导通模式(DCM)操作的系统而言，在栅极S1信号终止之后，次级电流将开始并且将在放电周期(Tdis)278内斜降至其初始值。对于以连续导通模式(CCM)操作的系统而言，次级电流刚好在激活周期300终止之前放电至零，然后开始下一切换循环。随后以激活周期300重复转移功率的充放电过程。
图7(同时参考图4)示出了在第二端子112处测得的DCM反激波形VDSS1、流过初级绕组108的初级电流以及流过次级绕组118的所得DCM次级电流。波形VDS S1示出了初级电流流动时的充电阶段310、次级电流流动时的放电阶段312以及在次级电流引起的反电动势终止后磁化电感器128与Coss_eff146之间的谐振所产生的减幅振荡314的周期。在DCM系统的各种实施方案中，在次级电流最小(在位点317处)的拐点316处对Vout检测器250所检测的输出电压进行采样，从而确立用于功率计算的“设定点”。图8示出了用于与图7的DCM系统比较的CCM系统。在图8的CCM系统的各种实施方案中，在CCM次级电流波形的中点318处(基本上在连续栅极S1激活脉冲之间等距)对Vout检测器250所检测的输出电压进行采样。本公开的教导内容适用于DCM和CCM系统两者，如分别在图7和图8中示出。
图9(同时参考图5)示出了根据本文所述各种实施方案的反激转换器的调节。基于图3，图9中的转换器的调节包括除了最小操作(例如，操作受限于正向偏置二极管并克服其他固有损失的要求)所需的电压基数324之外利用恒定电流(CC)320、恒定电压(CV)322和恒定功率(CP)326进行的调节。例如，在一个实施方案中，通过Vout检测器250确定设定点330，从而限定CP限值326。相比之下，在另一个实施方案中，确定设定点332，从而限定CP下限328。对于使用设定点330的示例，操作点340满足CV 322、CP 326和CC 320限值。当通过增加Vin来增加输出电压时，操作点将移至达到最大输出电压的342。从操作点342起，如果增加了输出电流(例如，次级电流)，则将在操作点330处达到CP限值。如果需要输出电流的进一步增加，则将需要降低输出电压以保留在CP 326曲线上，直到达到操作点344。CP 326曲线表示在恒定输出功率下的操作。在操作点344处，操作电流的进一步增加受限于CC限值320，该CC限值将输出电流控制为等于输出功率除以输出电压的固定输出电流比率。例如，从操作点344移动到345将需要输出功率和输出电压两者的按比例降低。
图10(同时参考图9)示出了用于调节反激控制器的方法350。在352处，如果输出电流不小于最大输出电流，则在354处保持输出电流比率(例如，图9的操作点344和346)。如果输出电流小于最大输出电流，则检查输出功率限值。在362处，如果输出功率不小于最大输出功率，则保持恒定输出功率(例如，用于与330相对应的设定点的CP 326上的操作点330和344)。如果输出功率小于最大输出功率，则在370处检查输出电压限值。在370处，输出电压受限于最大输出电压(例如，图9的操作点342)。应当理解，其他实施方案将352和362处“小于”的评估替换为具有类似效果的“小于或等于”。
如将理解的，所公开的实施方案至少包括以下内容。在一个实施方案中，谐振转换器包括变压器，该变压器包括以反极性磁性耦接到次级绕组的初级绕组。初级绕组具有第一端子和第二端子。输入电压连接在第一端子与接地基准之间。初级侧开关与第二端子和电流感测模块串联连接。初级绕组响应于初级侧开关被激活而将初级电流从第一端子传导到接地基准，并且次级绕组响应于初级侧开关被去激活而传导次级电流。谐振转换器还包括有源箝位反激(ACF)控制器，该控制器包括电流控制电路，该电流控制电路被配置成响应于次级电流大于或等于最大输出电流而保持输出电流等于输出功率除以输出电压。由电流感测模块所感测的初级电流确定输出功率，并且输出电压等于次级绕组上的电压。功率控制电路被配置成响应于输出功率大于或等于最大输出功率以及次级电流小于最大输出电流而保持恒定输出功率。通过输出电压的样本确定恒定输出功率。电压控制电路被配置成响应于次级电流小于最大输出电流以及输出功率小于最大输出功率而将输出电压限制于最大输出电压。
谐振转换器的替代实施方案包括下述特征之一，或它们的任何组合。通过改变初级侧开关的占空比来保持输出电流，该占空比通过初级侧开关的激活持续时间除以激活周期来确定。通过改变初级侧开关的占空比来保持恒定输出功率，该占空比通过初级侧开关的激活持续时间除以激活周期来确定。输出功率的确定包括积分器，该积分器被配置成在初级侧开关的激活持续时间期间对电流感测模块所感测的初级电流进行积分以确定积分初级电流；峰值检测器，该峰值检测器被配置成检测积分初级电流的峰值；乘法器电路，该乘法器电路被配置成将输入电压乘以积分初级电流的峰值以形成分子，其中通过在与初级绕组磁性耦接的辅助绕组上的缩放电压来确定该输入电压；以及除法器电路，该除法器电路被配置成将该分子除以激活持续时间以确定输出功率。低通滤波器抑制初级侧开关的激活所产生的初级电流的高频振荡。通过与初级绕组磁性耦接的辅助绕组上的缩放电压来确定输出电压。通过电流感测模块所感测的初级电流除以匝数比来确定次级电流，其中该匝数比等于初级绕组的第一绕组数除以次级绕组的第二绕组数，其中第一绕组数小于第二绕组数。桥式整流器被配置成对交流电压进行整流以产生输入电压。整流器被配置成由辅助绕组上的辅助电压产生用于谐振转换器的电源。
在另一个实施方案中，用于转换器的控制器包括电流控制电路，该电流控制电路被配置成响应于转换器的变压器的次级电流大于或等于最大输出电流而保持输出电流等于转换器的输出功率除以转换器的输出电压，其中通过改变转换器的初级侧开关的占空比来保持输出电流比率，该初级侧开关被配置成选通变压器的初级电流。功率控制电路被配置成响应于输出功率大于或等于最大输出功率以及次级电流小于最大输出电流而保持恒定输出功率，该恒定输出功率由输出电压的样本确定，其中通过改变初级侧开关的占空比来保持该恒定输出功率。电压控制电路被配置成响应于次级电流小于最大输出电流以及输出功率小于最大输出功率而将输出电压限制于最大输出电压。
用于转换器的控制器的替代实施方案包括下述特征之一，或它们的任何组合。输出功率的确定包括积分器，该积分器被配置成在初级侧开关的激活持续时间期间对初级电流进行积分以确定积分初级电流；峰值检测器，该峰值检测器被配置成检测积分初级电流的峰值；乘法器电路，该乘法器电路被配置成将转换器的输入电压乘以积分初级电流的峰值以形成分子；以及除法器电路，该除法器电路被配置成将该分子除以激活持续时间以确定输出功率。低通滤波器(LPF)被配置成抑制初级侧开关的激活所产生的初级电流的高频振荡。通过将初级侧开关的激活持续时间除以等于振荡器周期的激活周期来确定占空比。
在另一个实施方案中，用于控制谐振转换器的方法包括响应于谐振转换器的变压器的次级电流大于或等于最大输出电流而保持输出电流等于谐振转换器的输出功率除以谐振转换器的输出电压，其中保持输出电流比率包括改变谐振转换器的初级侧开关的占空比，该初级侧开关被配置成选通变压器的初级电流。响应于输出功率大于或等于最大输出功率以及次级电流小于最大输出电流而保持恒定输出功率，其中通过对输出电压采样来确定该恒定输出功率，并且保持该恒定输出功率包括改变初级侧开关的占空比。输出电压响应于次级电流小于最大输出电流以及输出功率小于最大输出功率而受限于最大输出电压。
谐振转换器的实施方案可包括：
有源箝位反激(ACF)控制器，该有源箝位反激(ACF)控制器被配置成控制初级侧开关，该初级侧开关被配置成耦接到变压器的初级绕组，该初级绕组以反极性磁性耦接到次级绕组，该初级绕组具有第一端子和第二端子，其中该初级侧开关被配置成与第二端子和电流感测模块串联连接，该初级绕组被配置成具有连接在第一端子与接地基准之间的输入电压，并且响应于初级侧开关被激活而将初级电流从第一端子传导到接地基准，并且该次级绕组响应于初级侧开关被去激活而传导次级电流；并且
有源箝位反激(ACF)控制器包括：
电流控制电路，该电流控制电路被配置成响应于次级电流大于或等于最大输出电流而保持输出电流等于输出功率除以输出电压，该输出功率由电流感测模块所感测的初级电流确定，并且输出电压等于次级绕组上的电压，
功率控制电路，该功率控制电路被配置成响应于输出功率大于或等于最大输出功率以及次级电流小于最大输出电流而保持基本上恒定的输出功率，该基本上恒定的输出功率由输出电压的样本确定，和
电压控制电路，该电压控制电路被配置成响应于次级电流小于最大输出电流以及输出功率小于最大输出功率而将输出电压限制于最大输出电压。
用于控制谐振转换器的方法的替代实施方案包括下述特征之一，或它们的任何组合。通过将初级侧开关的激活持续时间除以等于振荡器周期的激活周期来确定占空比。通过以下步骤确定输出功率：在初级侧开关的激活持续时间期间对初级电流进行积分以确定积分初级电流，检测积分初级电流的峰值，将转换器的输入电压乘以积分初级电流的峰值以形成分子，以及将该分子除以激活持续时间以确定输出功率。通过对交流电压进行整流来产生输入电压。用低通滤波器对初级电流进行滤波。通过缩放与变压器的初级绕组磁性耦接的辅助绕组上的电压来确定输出电压。通过对辅助绕组上的电压进行整流来为谐振转换器的控制器供电。
替代实施方案可包括以下的任何一者或多者：其中通过改变初级侧开关的占空比来保持输出电流，并且其中有源箝位反激(ACF)控制器被配置成通过将初级侧开关的激活持续时间除以激活周期来确定占空比；
其中通过改变初级侧开关的占空比来保持基本上恒定的输出功率，并且其中有源箝位反激(ACF)控制器被配置成通过将初级侧开关的激活持续时间除以激活周期来确定占空比；
其中输出功率的确定包括：
积分器，该积分器被配置成在初级侧开关的激活持续时间期间对电流感测模块所感测的初级电流进行积分以确定积分初级电流；峰值检测器，该峰值检测器被配置成检测积分初级电流的峰值；乘法器电路，该乘法器电路被配置成将输入电压乘以积分初级电流的峰值以形成分子，其中通过在与初级绕组磁性耦接的辅助绕组上的缩放电压来确定该输入电压；以及除法器电路，该除法器电路被配置成将该分子除以激活持续时间以确定输出功率。
用于转换器的控制器的实施方案可包括：
电流控制电路，该电流控制电路被配置成响应于转换器的变压器的次级电流大于或等于最大输出电流而保持输出电流等于转换器的输出功率除以转换器的输出电压，其中通过改变转换器的初级侧开关的占空比来保持输出电流比率，该初级侧开关被配置成选通变压器的初级电流；
功率控制电路，该功率控制电路被配置成响应于输出功率大于或等于最大输出功率以及次级电流小于最大输出电流而保持基本上恒定的输出功率，该基本上恒定的输出功率由输出电压的样本确定，其中通过改变初级侧开关的占空比来保持该基本上恒定的输出功率；和
电压控制电路，该电压控制电路被配置成响应于次级电流小于最大输出电流以及输出功率小于最大输出功率而将输出电压限制于最大输出电压。
形成用于控制谐振转换器的控制器的方法的实施方案可包括：
将控制器配置成响应于谐振转换器的变压器的次级电流大于或等于最大输出电流而保持输出电流等于谐振转换器的输出功率除以谐振转换器的输出电压，其中保持输出电流比率包括改变谐振转换器的初级侧开关的占空比，该初级侧开关被配置成选通变压器的初级电流；
将控制器配置成响应于输出功率大于或等于最大输出功率以及次级电流小于最大输出电流而保持基本上恒定的输出功率，其中通过对输出电压采样来确定该基本上恒定的输出功率，并且保持该基本上恒定的输出功率包括改变初级侧开关的占空比；以及
将控制器配置成响应于次级电流小于最大输出电流以及输出功率小于最大输出功率而将输出电压限制于最大输出电压。
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