电源转换电路的制作方法

本公开一般涉及电力分配领域，更具体地，涉及电源转换电路。

背景技术：

当今世界的电力分配通常由传输交流电源信号的电力线组成。计算机、LED灯及其他电子设备通常使用电源转换电路将来自电力线的电流转换为可由设备使用的电压信号。所提供的电源转换电路不仅占用设备空间，还在转换过程中消耗功率。

因此电子设备制造商寻求更高效、更高密度的电源。增加电源转换电路的密度是低压到中压DC-DC电源既定的趋势。然而，AC-DC市场基本上不受该趋势的影响，这主要有三个原因。首先，对于150kHz以下的开关频率，电磁干扰(EMI)标准的要求并不严格。开关频率通常受到限制，从而使得EMI发射的基频低于150kHz。第二，无源器件，特别是变压器磁芯材料，没有跟上半导体器件的进展步伐。第三，高压开关(例如大于650V)直到最近品质因数(FoM)都不高。众所周知，上述第一个障碍与开关模式电源的EMI发射有关，使用零电压开关(ZVS)便很容易克服。随着高压开关(包括令人欣喜的新型宽带隙半导体器件)技术的进步，开关模式电源的新拓扑结构正在发挥作用。一种这样的拓扑结构是有源钳位反激(ACF)电源转换器。

ACF转换器自20世纪90年代中期以来就出现在文献中。然而，ACF转换器尚未广泛使用，主要常见于低容量设计中。ACF拓扑结构是固定开关频率拓扑结构，其利用存储在电路寄生元件中的能量来实现ZVS，而不是将能量耗散到缓冲器电路中。ACF运行所得的波形显示减少的尖峰，相对于常规开关模式电源改善了EMI。然而，ACF转换器利用两个MOSFET，并且需要另外的半桥驱动器。ACF转换器的附加部件提高了成本，从而导致在成本敏感和大容量的市场(诸如，笔记本电脑电源适配器和发光二极管(LED)照明)中使用量较低。

传统反激转换器的近期实现方式已经接近该拓扑结构的效率和功率密度的极限。准谐振反激拓扑结构是传统反激拓扑结构的一种变化形式，准谐振反激拓扑结构获得准ZVS并且表现出了提高功率密度的潜质。然而，准谐振反激拓扑结构具有随负载电流变化的频率，并且解决不了耗散泄漏能量的问题。在另一个方面，在实现ZVS的同时具有固定频率操作的ACF拓扑结构对于进一步的开发是非常有吸引力的。ACF拓扑结构解决了效率难题，同时降低了EMI的发射。

技术实现要素：

有源钳位反激电源转换器的功率密度和效率需要提高。因此，在一个实施方案中，本公开是一种电源转换电路，包括：电压输入；电压感测电路，所述电压感测电路耦接到所述电压输入并被配置为感测所述电压输入的电压电势；晶体管，所述晶体管包括耦接到所述电压输入的第一导通端；以及控制电路，所述控制电路耦接在所述电压感测电路和所述晶体管的控制端之间，并且所述控制电路被配置为以基于所述电压感测电路所感测的电压电势的大小确定的频率来开关所述晶体。

优选地，所述电源转换电路的操作频率是由所述控制电路开关所述晶体管的频率限定的。

优选地，所述电源转换电路是有源钳位反激转换电路。

优选地，所述控制电路被配置为以与所述电源转换电路的负载电流成反比的频率来开关所述晶体管。

优选地，所述电源转换电路还包括耦接到所述电压输入的电源。

优选地，所述电源转换电路还包括耦接在所述电压输入和所述晶体管之间的整流器。

优选地，所述晶体管的第二导通端耦接到接地电压节点。

优选地，所述电源转换电路还包括在所述电压输入和所述接地电压节点之间与所述晶体管串联耦接的变压器的第一绕组。

优选地，所述电源转换电路还包括耦接到所述变压器的第二绕组的电气负载。

优选地，所述电源转换电路还包括在所述电压输入和所述接地电压节点之间与所述变压器的第一绕组并联耦接的电容器。

附图说明

图1示出了电源转换电路的示例性电路图；

图2a至图2d示出了电源转换电路的各个电路节点处的电流波形和电压波形；

图3a至图3b示出了电源转换电路相对于输入电压、负载电流和开关频率的转换效率；

图4a至图4c示出了电源转换电路的变压器中的磁芯损耗；

图5示出了通过在高压线路条件下增加电源转换电路的开关频率来提高转换效率的方法；

图6a至图6b示出了随着变化的负载电流改变开关频率来提高效率。

具体实施方式

下文参照附图描述了一个或多个实施方案，其中类似的数字表示相同或相似的元件。虽然按照实现某些目标的最佳模式描述了附图，但描述旨在涵盖可包括在本公开的实质和范围内的替代形式、修改形式和等同形式。

图1示出了电源转换电路100的电路图。电源转换电路100是有源钳位反激(ACF)电源转换器。电源转换电路100包括耦接在接地节点114和电路节点116之间的电压源110。电压源110在电路节点116处向电源转换电路100提供直流电源信号，并且代表着连接到包括电源转换电路100的设备的外部电源。在一些实施方案中，电压源110是交流(AC)电压源，例如家庭或办公室的电力线。一种整流器，例如全波桥式整流器，被提供于耦接在电压源110和电路节点116之间。当电压源110的瞬时电压下降至低于峰值电压时，滤波电容器使电路节点116的电压电势接近电压源110的峰值电压电势。

电源转换电路100包括具有磁芯125、初级绕组126和次级绕组128的反激变压器124。电感120耦接在电压源110与反激变压器124的初级绕组126之间。电感120为集总电感器，其表示初级绕组126的漏电感以及反激变压器124外部的其他电感。在分析中使用磁化电感器130来表示流过初级绕组126的磁化电流。反激变压器124凭借磁芯125中的磁场将电能从初级绕组126转移到次级绕组128。反激变压器124可作为耦接的电感器来分析，而不是传统意义上的变压器。反激变压器124不用于提供变压器作用。使磁芯125磁化并将初级绕组126和次级绕组128磁性耦接的电流被称为磁化电流。在传统的反激转换器中，磁化电流在能量存储模式期间流过初级绕组126，并在谐振能量传输模式期间流过次级绕组128，以给输出电容器156充电。

初级绕组126耦接在电路节点122和电路节点132之间。MOSFET134包括耦接到电路节点132的漏极端子、栅极端子135和耦接到电阻器136的源极端子。电阻器136耦接在MOSFET 134的源极端子和接地节点114之间。MOSFET 140包括耦接到电路节点132的源极端子、栅极端子141和耦接到电容器142的漏极端子。电容器142耦接在MOSFET 140的漏极端子和电路节点116之间。MOSFET 140和电容器142合起来作为有源钳位。

反激变压器124的次级绕组128耦接在电路节点150和MOSFET 152的漏极端子之间。MOSFET 152还包括栅极端子153和耦接到接地节点154的源极端子。输出电容器156和电阻器158并联耦接在接地节点154和电路节点150之间。为简化分析，使电阻器158表示电源转换电路100的负载。选择图1中的电阻器158来表示使用电源转换电路100的电子设备部件的预期近似负载。图1所示的电源转换电路100的各个部件是安装或形成在电子设备的PCB或衬底上的分立部件。在其他实施方案中，电源转换电路100的一个或多个部件被集成到单个半导体管芯或封装件中。

控制器集成电路(IC)160具有耦接到MOSFET 140的栅极端子141、MOSFET 134的栅极端子135和MOSFET 152的栅极端子153的多个输出端。MOSFET 134、MOSFET 140和MOSFET 152为n沟道MOSFET，表示负载流子(即电子)是流过MOSFET的电流的多数载流子。在其他实施方案中，使用p沟道MOSFET，其具有正电子空穴作为多数载流子。当门极端电压电势足够大时，n沟道MOSFET在n沟道MOSFET的漏极端和源极端之间提供低电阻。MOSFET的门极处于接地电势或至少低于阈值时，MOSFET的漏极与源极间具有较大电阻。

在理想情况下，当n沟道MOSFET的门极具有正电压电势时其电阻为零，并且当其门极处于接地电势时，其电阻为无穷大。MOSFET 134、MOSFET 140和MOSFET 152作为开关工作，由来自耦接到MOSFET相应栅极的控制器160的控制信号打开和闭合。开关，例如MOSFET 134、MOSFET 140和MOSFET 152，被闭合也被称为开关被“接通”，因为电流能够在开关两端之间流动。打开的开关被称为被“断开”，因为电流不在开关两端之间显著地流动。尽管所示出的电源转换电路100的开关为MOSFET，但是在其他实施方案中也使用其他类型的电子控制开关，例如双极性结型晶体管(BJT)。MOSFET包括为导通端的源极端和漏极端，以及作为控制端的门极端。BJT包括为导通端的发射极端和集电极端，以及作为控制端的基极端。

电压感测电路162耦接在电路节点116和控制器160的输入端之间。电压感测电路162感测由电压源110供给电源转换电路100的电压电势，并将电压电势的大小传送到控制器160。电压感测电路162包括分压器，以将电路节点116处的电压按比例缩小至控制器160的模数转换器输入端可接受的电压。在一个实施方案中，电压感测电路162包括模数转换器，并且将表示电压电势的数字值发送到控制器160。在另一个实施方案中，电压感测电路162包括锁存器或其他存储元件，并输出表示输入电压是高压线电压电势还是低压线电压电势的一位数字值。如下所述，控制器160基于由电压感测电路162感测到的电压来改变MOSFET 134、MOSFET 140和MOSFET 152的开关频率，以提高电源转换电路100的效率。

电路节点116具有近似稳定的直流电压电势，该电压电势由电压源110直接提供，或经由耦接在电压源110和电路节点116之间的整流器提供。电路节点150处的电压输出由等式1给出。

等式(1)：

在等式1中，Vout是电路节点150处的直流输出电压，Vin是电路节点116处的直流输入电压。D是MOSFET 134的栅极端子135处的控制信号的占空比。Np是磁芯125的初级绕组126的卷绕匝数，Ns是磁芯125的次级绕组128的卷绕匝数。

控制器160通过周期性地开关MOSFET 134、MOSFET 140和MOSFET 152来控制电流从电压源110到电源转换电路100各部件的流动。通常，电源转换电路100在两种不同的操作模式下工作。在MOSFET 134闭合或接通时，电源转换电路100处于能量存储模式。在MOSFET 134断开或关断时，电源转换电路100处于谐振能量传输模式。

在能量存储模式中，控制器160接通MOSFET 134，使得电流从电压源110流过电感120、初级绕组126、磁化电感器130、MOSFET 134和电阻器136，流到接地节点114。控制器160关断MOSFET 140。当流过初级绕组126的电流增加时，能量存储在反激变压器124中。与传统反激转换器的操作相类似，以近似线性的速率给磁化电感器130以及电感120进行磁性充电。MOSFET 152断开，使得流过次级绕组128的电流被切断，从而使得电力不从初级绕组126传递到次级绕组128。在其他实施方案中，使用二极管对流过次级绕组128的电流进行整流。二极管由于被反向偏置而关断，而不是由于来自控制器160的控制信号被关断。

随着流过初级绕组126的电流增大，流过电阻器136的电流也增大。流过电阻器136的增大的电流导致电阻器136两端的电压增加。电阻器136是电流感测电阻器。控制器160在电流感测输入端处接收电阻器136两端的电压，以感测流过初级绕组126的电流的大小。使用电流模式控制时，当基于来自电路节点150处的输出电压的反馈信号确定了电阻器136两端的电压达到阈值时，控制器160将电源转换电路100从能量存储模式切换到谐振能量传输模式。

该反馈信号是通过使用运算放大器或其他比较器电路，将电路节点150处的输出电压电势与固定参考电压进行比较而产生的电压电势。在另一个实施方案中，输送到控制器160的反馈电压是流过电阻器158所表示负载的负载电流的函数。在其他实施方案中，反馈信号是负载电流和输入电压二者的函数。

控制器160通过断开或关断MOSFET 134，将电源转换电路100从能量存储模式转换到谐振能量传输模式。流过电阻器136并流至接地节点114的电流被切断，但是由于在能量存储模式期间磁芯125中存储有能量，电流继续流过初级绕组126、电感120和磁化电感器130。当电流继续流过初级绕组126时，流过磁化电感器130的磁化电流给MOSFET 134的输出电容和其他集总电容(例如，初级绕组126的寄生电容)充电。MOSFET 134的输出电容以谐振方式充电，但是由于充电的时间框架短暂，因此可将该谐振方式建模为线性的。

一旦MOSFET 134电容充电，则电路节点132处的电压上升，并将MOSFET 140中的体二极管正向偏置。电流流过MOSFET 140的体二极管并流至电容器142。由于电容器142比MOSFET 134的输出电容大得多，因此几乎所有流过磁化电感器130的磁化电流被转移给电容器142充电。

初级绕组126两端的电压降低，并且快速达到使次级绕组128两端的电压在电路节点150处为正的点。一旦电路节点150具有正电压，MOSFET 152便闭合以允许电流流过次级绕组128，并且进入谐振能量传输模式。

一旦电路节点150相对于接地节点154具有正电压，电源转换电路100便开始进入谐振能量传输模式。在谐振能量传输模式期间，电感120开始与电容器142谐振，谐振频率F_res由等式2给出。

等式(2)：

等式2中的L₁₂₀是电感120的值。等式2中的C₁₄₂是电容器142的值。谐振电流由等式3给出。

等式(3)：I_res＝I_m*cos(ω*t)

在等式3中，I_res是流过电感120的谐振电流。I_m是流过磁化电感器130的磁化电流。Ω或ω是电源转换电路100运行的当前角频率，t是时间。将MOSFET 152闭合或接通，使得在次级绕组128中感应出的电流流动，从而在电路节点150处产生正电压。

MOSFET 152在谐振能量传输模式期间闭合，以允许在次级绕组128中感应出的电流给输出电容器156充电，并为负载供电。MOSFET 152在能量存储模式期间断开，以减少反方向流动、使输出电容器156放电的电流。MOSFET 152为次级绕组128中感应出的电流提供有源或同步整流。输出电容器156作为滤波电容器在工作，以使电路节点150保持在稳定的电压电势附近。电路节点150处的电荷产生流过电阻器158并流至接地节点154的电流，从而给由电阻器158表示的负载供电。

为了结束谐振能量传输模式并转换回能量存储模式，控制器160首先关断MOSFET 140，从电路中有效地移除电容器142。从电容器142流到初级绕组126的电流因MOSFET 140断开而中断。由电感120和MOSFET 134的输出电容形成新的谐振网络，并且使MOSFET 134的输出电容放电。为了使MOSFET 134的输出电容完全放电，存储在电感120中的能量应当大于存储在MOSFET 134的输出电容中的能量。也就是说，等式4应该是成立的。

等式(4)：L₁₂₀*I²＞C₁₃₄*V²

一旦MOSFET 134的输出电容充分放电，MOSFET 134的体二极管就变地正向偏置并开始导通。次级绕组128的电流衰减，并且MOSFET 134可在ZVS条件下重新接通，以完成回到能量存储模式的转换。MOSFET 152被关断，以减少次级绕组128中流到接地节点154的电流。

图2a至图2d示出了电源转换电路100的各个点处的电流信号和电压信号的时序。虽然示出了特定的时序，但是当电源转换电路100以不同的频率或以不同的占空比工作时，信号转换发生的时间也不同。图2a以曲线170示出了电路节点132处的电压电势的时序图。当MOSFET 134闭合时，由于电路节点132经由MOSFET 134和电阻器136耦接到了接地节点114，因此曲线170大约处于接地电位。在图2a的零时刻，MOSFET 134已经闭合，并且曲线170处于约零伏特。在图2a中的大约0.7微秒(μs)处，控制器160关断MOSFET 134，从而电路节点132处的电压电势快速增加，达到大约为电压源110电压加上从次级绕组128反射的电压的值。在图2a中，电路节点132在大约0.8μs时达到该高电压。电路节点132保持高电压，直到控制器160在大约3.5μs时闭合MOSFET 134。在0.8μs和3.6μs之间MOSFET 152断开并且曲线170为高，该段时间对应于电源转换电路100的谐振能量传输模式。在大约0.7μs和0.8μs之间曲线170上升，该段时间表示从能量存储模式到谐振能量传输模式的转变。电路节点132处的电压电势在大约3.7μs时返回至约接地电位。控制器160恰好在6.0μs之前再次断开MOSFET 134。在大约3.7μs和6.0μs之间MOSFET 134闭合，该段时间对应于电源转换电路100的能量存储模式。在大约3.5μs和3.7μs之间曲线170下降，该段时间对应于从谐振能量传输模式到能量存储模式的转变。

电源转换电路100的操作频率由控制器160开关MOSFET 134的速率限定。在图2a中，对于大约192千赫(kHz)的频率，曲线170的周期为大约5.2μs。曲线170具有大于50％的占空比，即曲线170中大约为260V的时间比曲线170中大约为接地电位的时间更长。在一个实施方案中，控制器160通过改变曲线170的占空比来调节电路节点150处的输出电压。

图2b示出了使用示波器看到的流过反激变压器124初级侧的电流的时序图。因为磁化电感器130表示反激变压器124的磁化电流，所以磁化电感器130是分析结构。所测得的流过反激变压器124初级侧的电流(在图2b中绘制为初级电流172)包括在谐振能量传输模式期间流经电感120的谐振电流，加上流过磁化电感器130的磁化电流。

在0.8μs和3.5μs之间的这一时间段，当MOSFET 134断开并且电源转换电路100处于谐振能量传输模式时，流过初级绕组126的电流以谐振方式从正值减小到负值，如等式3所定义的那样。控制器160闭合MOSFET 152，使得由初级电流172在次级绕组128中感应出的电流给负载(例如电阻器158)供电，并给输出电容器156充电。图2c示出了在次级绕组128中感应出的次级电流174，其反映了初级绕组126的谐振电流和流过磁化电感器130的磁化电流之间的差。在从3.5μs至6.0μsMOSFET 134闭合时，流过反激变压器124的初级侧的初级电流172从负值近似线性地增加到正值。控制器160断开MOSFET 152以减小允许流过次级绕组128的电流量。允许流过次级绕组128的电流反向将使输出电容器156放电，这与在MOSFET 152闭合期间使用输出电容器156给负载供电的目标相反。在MOSFET 152断开且MOSFET 134闭合时，流过次级绕组128的电流保持近似为零。

图2d示出了流过磁化电感器130的磁化电流176。磁化电流176不能被直接测量，因为磁化电感器130是一种分析工具而不是物理电感器。相反，磁化电流176是通过从初级电流172减去次级电流174计算出的数学构造。在0.8μs和3.4μs之间，当电力在初级绕组126和次级绕组128之间传输时，磁化电流下降以磁化反激变压器124的磁芯125。在3.7μs之后，磁化电流176反向，并从负值增加到正值。在正向上变化的磁化电流176使反激变压器124的磁芯125消磁，以便为在大约6.0μs开始的下一个电力循环重置磁芯的磁化。

在使用有源钳位反激拓扑结构的开关模式电源中，磁化电流176不是能够直接测量的。磁化电流176是基于初级电流172和次级电流174之差的数学构造。示波器用于直接测量反激变压器124的初级绕组中的初级电流172，和次级绕组128中的次级电流174。从初级电流172中减去次级电流174来确定磁化电流176。

有源钳位反激转换器(诸如电源转换电路100)中的磁化电流176以连续电流模式(CCM)工作。因此，即使在轻负载和备用条件下，磁化电流176也通过磁化电感器130连续地来回循环。在一些实施方案中，控制器160提供了以不连续的电流模式操作的选项。

图3a至图3b示出了电源转换电路100低压线电压输入(例如，120V)下的转换效率，与电源转换电路100在高压线电压输入(例如，230V)下相应的转换效率。实际的低压线电压电势和高压线电压电势根据地理位置和其他因素而变化。低压线电压电势可以是100V、110V、115V、120V、122V或另一个类似的电压电势。高压线电压电势可以是210V、212V、220V、230V、240V或另一个类似的电压电势。图3a以实线示出了的效率曲线200，该曲线示出了在低压线输入和跨负载电流范围的200kHz开关频率下，具有20V直流输出电压的电源转换电路100的效率。效率曲线202以虚线示出，其示出了在高压线输入和跨负载电流范围频率为200kHz时的电源转换电路100的效率。

在图3a的水平轴或X轴上示出的负载电流，表示流过电阻器158或连接到电源转换电路100的其他负载的以安培为单位的电流。在图3a的垂直轴或Y轴中示出的效率百分比，表示输入到电源转换电路100并被输出到负载的电能的百分比。获得更高效率是所期望的，并且意味着在电源转换电路100的部件中消耗更少的能量。

图3a示出在高压线电压输入和低压线电压输入之间存在显著的效率差距。图3b示出了在高压线电压输入下，电源转换电路100在不同工作频率下的效率。效率曲线202示出了200kHz的工作频率，效率曲线212示出了250kHz的工作频率，效率曲线214示出了300kHz的工作频率。图3b表面，在高压线路条件下，效率随着工作频率的增大而提高。通过相对于低压线路条件提高高压线路条件下的工作频率，使得电源转换电路100在高压线路条件下的效率更接近于低压线路条件的效率。

图4a至图4c示出了增大电源转换电路100的操作频率会提高效率的一个原因。图4a示出了电源转换电路100的低效现象的饼图220。整个饼图220表示电源转换电路100中的基本上全部的低效现象。例如，如果电源转换电路100以90％的效率工作，则饼图220表示电源转换电路100中未输出至负载的、余下10％的电能。

饼图220示出了促成电源转换电路100的低效现象的6个因素。扇区222示出了电源转换电路100的电阻器136中的功率损耗。电阻器136向控制器160提供用于电源转换电路100操作的重要信息，但是降低了效率。

扇区224示出了在控制器160和需要操作MOSFET 134和MOSFET 140的其他驱动器电路中的功率损耗。在一个实施方案中，使用半桥驱动器来驱动MOSFET 134和MOSFET 140，并且半桥驱动器所用的功率促成了扇区224的形成。扇区226示出了MOSFET 152的驱动器电路中的功率损耗，以及MOSFET 152因开关和导通而产生的损耗。扇区228表示二极管电桥的功率损耗，该二极管电桥在使用具有整流器级的交流电压源的实施方案中，将来自电压源110的交流功率转换为电路节点116处的直流功率。

图4a中的扇区230示出了当电流流过MOSFET 134和MOSFET 140时产生的导通损耗和开关损耗。开关损耗是指MOSFET中的功率损耗，该功率损耗借由在MOSFET从断开切换到闭合、或从闭合切换到断开时流过MOSFET的额外电流而产生。导通损耗是指在MOSFET导通或闭合时由于MOSFET的电阻而损耗的功率。导通损耗近似地与MOSFET的导通电阻(R_DS(ON))和流过该MOSFET的电流的大小成比例。电源转换电路100利用零电压开关(ZVS)操作，因此使开关损耗受到限制。通过允许磁化电流176在MOSFET 134被控制器160闭合之前达到负值来实现ZVS。对于大多数计算而言，电源转换电路100的初级侧上的MOSFET(即MOSFET 134和MOSFET 140)的开关损耗可忽略不计。

饼图220的扇区232示出了反激变压器124的磁芯125中的能量损耗。磁芯损耗由反激变压器124的磁芯125内变化的磁场B产生，因为磁芯125不具有完全有效的磁响应。使磁芯125磁化以及使该磁芯去磁需要做功。如图4a所示，与使磁芯125磁化和使该磁芯去磁相关联的功率损耗是造成电源转换电路100的低效现象中的最大部分。提高磁化反激变压器124的效率具有提高电源转换电路100的总效率的巨大可能性。

由扇区232表示的变压器损耗是ΔB和电源转换电路100工作的开关频率(F_SW)的函数。变压器的德尔塔-B(用希腊字母写为ΔB)是变压器磁芯中磁场的峰到峰幅度。图2d的磁化电流176产生磁场，该磁场随着磁化电流减小而使反激变压器124的磁芯125磁化，并且随着磁化电流增大而使反激变压器124的磁芯125去磁。反激变压器124的磁芯125中的磁场B随着磁化电流发生波动。磁芯125中的磁场的低峰值幅度和高峰值幅度之间的差为ΔB。F_SW是控制器160在整个周期中开关MOSFET 134、MOSFET 140和MOSFET 152的频率。

图4b将ΔI_m与输入电压之比示为曲线240。ΔI_m是磁化电流176的峰到峰幅度。在恒定的输出电压和恒定的开关频率下，ΔI_m随着输入电压的增大而增加，如图4b中的曲线240所示。图4b的实施方案包括电路节点150处20V的输出电压和200kHz的开关频率。等式5示出了计算ΔI_m的一般性公式。

等式(5)：ΔI_m＝(V_in·D)/(L_pri·F_SW)

等式5中的V_in是电路节点116处的直流电压。D是栅极端子135处来自控制器160的控制信号的占空比。L_pri是初级绕组126的电感值。F_SW是栅极端子135处来自控制器160的控制信号的开关频率。

在一些实施方案中，控制器160改变D的值来调节电路节点150处的输出电压。在电路节点116处的输入电压较高时，使用较低的占空比来使电路节点150处保持类似的电压输出。在一个实施方案中，控制器160使用等式6来确定占空比D，以在控制MOSFET 134时使用。

等式(6)：D＝V_out/(V_out+n·V_in)

等式6定义了占空比，该占空比可与电路节点116处的给定输入电压V_in一起使用，以在电路节点150处实现所需的输出电压V_out。等式6中的变量“n”是反激变压器124的匝数比，即次级绕组128的匝数除以初级绕组126的匝数。

图4c示出了曲线242，该曲线为电压源110的电压电势范围上的ΔB。图4c的实施方案具有与图4b的实施方案相同的开关频率(200kHz)和输出电压(20V)。曲线242示出ΔB随着输入电压的增大而增加，类似于图4b中的ΔI_m，。在实践中，磁芯125中的磁场B由磁化电流I_m产生，因此ΔB是ΔI_m的函数。磁芯125中的磁化损耗随着输入电压的增大而增加，因为ΔI_m和ΔB都增加。相对于将电子设备插入到低压线路电力线(例如，125V)中，通过将电子设备插入到高压线路电力线(例如，230V)中向电源转换电路100供电降低了效率。

以下等式7示出了可用于计算ΔB的一个公式。ΔB是ΔI_m的函数，示出图4b如何与图4c相关。

等式(7)：ΔB＝(L_pri·ΔI_m)/(N_pri·A_c)

在等式7中，ΔI_m由等式5计算得出，并且该值是通过反激变压器124初级侧的磁化电流176的峰-峰值。等式7中的N_pri是围绕磁芯125的初级绕组126的匝数。A_c是磁芯125的横截面积。

由于磁芯材料的磁化和去磁所产生的磁芯125中的功率损耗可使用Steinmetz等式计算。Steinmetz等式用于计算磁性材料由于磁滞而产生的磁芯损耗。将Steinmetz等式应用到电源转换电路100得出等式8。

等式(8)：P_C＝K·F_SW^α·ΔB^β

P_c是磁芯125中用于磁化磁芯125的材料而产生的功率损耗，并且是ΔB和F_SW的函数。只要等式8中的阿拉法(α)小于贝塔(β)，则ΔB分量和F_SW分量中前者占主导地位。

图5示出了通过利用输入电压改变工作频率来提高开关模式电源的效率的方法。从步骤250开始，提供电源转换电路100。在一个实施方案中，电源转换电路100是图1所示的有源钳位反激转换器。

在步骤252处，感测到电路节点116的电压电势。如果电压源110是交流电压源，则电路节点116处的电压电势由电压源110结合整流器提供。电路节点116的电压电势由电压感测电路162确定并被传送到控制器160。在一些实施方案中，电压电势作为与所感测电压成比例的模拟或数字值被传送到控制器160。在其他实施方案中，电压感测电路162简单地生成指示检测到低压线路条件或检测到高压线路条件的单个二进制值。

在步骤254处，控制器160基于电路节点116处所感测的电压电势来设定电源转换电路100的开关频率。在控制器160接收到关于检测到高压线路条件或低压线路条件的信息的情况下，控制器160简单地针对低压线路条件利用第一开关频率，并且针对高压线路条件利用第二开关频率。

在高压线路条件下提高频率的一个策略是使ΔI_m在整个输入电压范围内保持近似恒定。通过针对高压线路和低压线路输入电压使用以上等式5，并且将公式设置为彼此相等，本领域技术人员可确定保持大约等于ΔI_m所需的高压线路频率，如在低压线路条件期间所示。求解高压线路频率F_h，并且用等式6中的公式代替等式5中的变量D，得出以下等式9。

等式(9)：F_h＝V_h·F_l·(n·V_l+V_out)/V_l(n·V_h+V_out)

等式9中的F_l是控制器160在低压线路条件下使用的开关频率。V_l是在低压线路条件期间的电路节点116的电压(例如120V)，V_h是在高压线路条件期间的电路节点116的电压。V_out是目标输出直流电压，n是反激变压器124的匝数比。在制造电源转换电路100之前先解出等式5，并且控制器160使用使ΔI_m在高压线路输入电压和低压线路输入电压之间保持近似恒定的高压线路频率和低压线路频率进行编程。在其他实施方案中，每次感测电路节点116的电压电势时，控制器160在运行中重新计算等式5。

在控制器160接收与电路节点116处的电压电势成比例的模拟或数字值的实施方案中，控制器160利用公式来计算所需的开关频率。控制器160使用目标ΔI_m编程，并结合等式5和等式6求解F_sw来确定开关频率，从而在给定感测的输入电压的情况下得到目标ΔI_m。

在任何情况下，随着输入电压的增大，电源转换电路100的开关频率增大，目的是使ΔI_m保持为近似恒定的值。如果开关频率在高压线路条件下不增大，则ΔI_m增加，这会增大磁芯125中的磁芯损耗并降低效率。通过改变电源转换电路100的开关频率来保持ΔI_m近似恒定，从而使得在高压线路条件下电源转换电路100的效率不会显著降低。在以上等式8中，Steinmetz等式示出只要α小于β，则ΔB是确定磁芯损耗的主要因素。即使较高的频率增加了等式8的该分量，总的磁芯损耗也因为较低的ΔI_m而下降，因此在较高的频率下具有较低的ΔB。防止ΔI_m的显著增加还降低了由于通过MOSFET 134、MOSFET 144、电阻器136和初级绕组126的有效电阻的导通损耗而产生的功率损耗。

图5的箭头256示出了步骤252和步骤254可选重复。在仅将高压线路或低压线路条件中任一者的存在传送到控制器160的一些实施方案中，每当电源转换电路100通电时，执行一次步骤252和步骤254。在控制器160接收与输入电压成比例的信号的一些实施方案中，周期性地重复步骤252和步骤254，以说明可随时间推移发生的输入电压的较小变化。周期性地更新开关频率以说明漂移输入电压提供了更接近在控制器160中编程的目标ΔI_m值的实际ΔI_m值。

除了改变开关频率以及输入电压之外，如图5所示，在其他实施方案中，控制器160使用的开关频率也被改变为负载电流的函数。电源转换电路100的负载电流是通过电阻器158的电流，该电阻器表示由电子设备的通过电源转换电路100供电的部件提供的负载。图6a示出了随着时间推移增大的负载电流260。在水平时间刻度上的0和5之间，负载电流260处于低值。在时间10和时间15之间，负载电流260处于中间值，并且在时间20和时间25之间，负载电流260相对较高。

图3a至图3b示出了当负载电流较低时(例如，在图6a中的时间0和时间5之间)，效率降低。在较低的负载电流下，需要较小的ΔI_m来实现ZVS。因此，控制器160提高电源转换电路100的开关频率以在较低负载电流下提高效率。图6a示出了在时间0和时间5之间以较高频率工作、在时间10和时间15之间以中间频率工作并且在时间20和时间25之间以较低频率工作的ΔI_m。增加的开关频率导致较低的ΔI_m和较低的ΔB，这是由于磁充电磁芯125的周期较短。图6a示出了从时间0到时间5的较高频率的磁化电流176导致较低的ΔI_m，而从时间20到时间25的较低频率的磁化电流176导致较大幅值的ΔI_m。

ΔI_m的减小提高效率，但是需要最小ΔI_m来实现MOSFET 134的零电压开关(ZVS)。为了实现ZVS，在MOSFET 134被控制器160闭合之前，需要磁化电流176为负值。开关频率可在低负载电流下提高至任何程度，并且只要磁化电流176在MOSFET 134接通之前达到负值，仍会实现ZVS。

图6b示出了可通过利用负载电流改变开关频率实现的效率增益。曲线270示出了当开关频率随负载电流变化时在整个负载电流范围内的效率。曲线272示出了当开关频率保持恒定时在整个负载电流范围内的效率。曲线270和曲线272之间的间隙示出可通过改变控制器160用于开关MOSFET 134、MOSFET 140和MOSFET 152的开关频率来实现显著的效率增益。由于可用降低的磁化电流ΔI_m来实现ZVS，因此获得显著的效率增益。较小的ΔI_m导致较小的ΔB。等式8中的Ste inmetz等式表明，只要等式8中的阿拉法(α)小于贝塔(β)，即使以提高频率为代价，较低的ΔB也将导致较低的磁芯损耗。减小ΔI_m还减少了MOSFET 134、MOSFET 140、电阻器136和初级绕组126中的导通损耗。

负载电流由来自反激变压器124的次级侧的反馈信号确定，该负载电流指示由负载(例如，电阻器158)汲取的电流的大小。控制器160接收指示负载电流的反馈信号，但不接收指示来自电压感测电路162的输入电压的信号，在一些实施方案中，基于负载电流而不是输入电压来改变开关频率。在一个实施方案中，电压感测电路162接收与电源转换电路100的负载电流成比例的信号。产生从电压感测电路162到控制器160的反馈信号，该反馈信号为通过电阻器158的负载电流和电路节点116处的输入电压的函数。当电压感测电路162产生作为输入电压和负载电流的函数的控制信号时，控制器160能够使用单个反馈信号在不同的输入电压(如图5所示)以及不同的负载条件下(如图6a至图6b所示)提高效率。在控制器160基于输入电压而不是负载电流改变电源转换电路160的开关频率的其他实施方案中，从电压感测电路162到控制器160的控制信号简单地基于输入电压而不考虑负载电流。

电源转换电路100是以连续电流模式(CCM)工作的有源钳位反激转换器。当使用较低的磁化电感时，磁化电流176在正与负之间摆动。负的磁化电流通过在MOSFET 134接通之前使电容器142放电来启用ZVS。电源转换电路100的控制器160在可变频率下工作，该可变频率为负载电流、输入电压或负载电流和输入电压两者的函数。电源转换电路100变化的工作频率降低了通过初级绕组126的磁化电流的峰-峰值，即ΔI_m。当电源转换电路100耦接到高压线路时，减少ΔI_m从而降低ΔB，同时保持零电压开关操作，提高了电源转换电路100的总效率。通过初级绕组126的总电流的减少还降低了MOSFET 134中的导通损耗和反激变压器124中的铜耗。一个策略是在所有电压输入条件下保持相对恒定的ΔI_m和ΔB。随着负载的降低提高开关频率会提高总效率。随着输入电压的增大提高开关频率会提高总效率。

虽然已详细示出了一个或多个实施方案，但技术人员将认识到，在不脱离本公开的范围的情况下，可对这些实施方案作出修改和变更。下文中列出了多个示例性实施例，而其他实施例也是可能的。

在第一实施方案中，一种产生电压信号的方法包括以下步骤：提供包括控制器的电源转换电路，将电源转换电路的输入耦接到第一电压电势，感测第一电压电势的大小，以及基于第一电压电势的大小设定控制器的开关频率。

在第二实施方案中，在第一实施方案中感测第一电压电势大小的步骤包括确定第一电压电势是高压线路电力线还是低压线路电力线。

在第三实施方案中，第一实施方案的方法还包括将控制器的开关频率设定为与第一电压电势的大小成比例的步骤。

在第四实施方案中，第一实施方案的方法还包括基于电源转换电路的输出电流来设定控制器的开关频率的步骤。

在第五实施方案中，第四实施方案的方法还包括产生到控制器的单个反馈信号的步骤，该反馈信号为第一电压电势和输出电流的函数。

在第六实施方案中，提供第一实施方案的电源转换电路的步骤包括：提供晶体管、将控制器的输出耦接到该晶体管的控制端子，以及使用控制器以开关频率来切换晶体管的控制端子。

在第七实施方案中，第一实施方案的方法还包括以下步骤：周期性地感测第一电压电势的大小，以及在每次感测到第一电压电势的大小之后设定电源转换电路的开关频率。

在第八实施方案中，一种产生电压信号的方法包括以下步骤：提供电源转换电路，将电源转换电路的输入耦接到第一电压电势，以及基于第一电压电势的大小设定控制器的开关频率。

在第九实施方案中，第八实施方案的方法还包括使用零电压开关(ZVS)操作电源转换电路的步骤。

在第十实施方案中，第八实施方案的方法还包括周期性地基于第一电压电势的大小来设定电源转换电路的开关频率的步骤。

在第十一实施方案中，第八实施方案的方法还包括基于电源转换电路的输出电流来设定该电源转换电路的开关频率的步骤。

在第十二实施方案中，提供第八实施方案的电源转换电路的步骤包括提供有源钳位反激转换器。

在第十三实施方案中，第八实施方案的方法还包括将电源转换电路的开关频率设定成与第一电压电势的大小成比例的步骤。

在第十四实施方案中，第八实施方案的方法还包括在连续电流模式(CCM)下操作电源转换电路的步骤。

相关申请的交叉引用

本申请要求Ajay Karthik HARI和Dhruv CHOPRA发明的提交于2016年1月15日的名称为“POWER CONVERSION EFFICIENCY USING VARIABLE SWITCHING FREQUENCY”(可变开关频率下的电源转换效率)的美国临时申请No.62/279355的优先权，该申请以引用方式并入本文，并且据此要求其对共同主题的优先权。