一种基于开关电源的电路的制作方法

本实用新型涉及开关电源领域，特别是涉及一种基于开关电源的电路。

背景技术：

开关电源广泛应用于工业自动化控制、军工设备、科研设备、LED照明、工控设备、通讯设备、电力设备、仪器仪表、医疗设备等领域。一般的电源产品在涉及到功率因数校正及反激变换回路时，主要由两个集成芯片来完成控制。如果小功率电源产品使用两个集成芯片来完成所需要的PFC及反激变换控制要求，这样造成设计方案元器件比较多，导致成本增加，设计元器件多导致布局不便、工作回路增大易引起其他问题(如工作不正常，电磁干扰严重)，反激变换回路为定频的硬开关控制模式造成开关损耗比较大且造成严重的电磁干扰。

本实用新型属于中小功率电源(小于250W)应用领域，特别是涉及功率因数校正(PFC)及对EMI方面的有要求的电源设计方案。

基于以上存在的问题，本发明提供了一种基于开关电源的电路。

技术实现要素：

本实用新型的目的提供了一种基于开关电源的电路，通过开关电源控制芯片实现反激驱动，实现电压稳定输出。

本实用新型提供的技术方案如下：

一种开关电源的电路，包括：电源滤波整流子电路，将输入的交流电源电压进行滤波整流转换为直流电压；功率因数校正子电路，与所述电源滤波整流子电路电连接，将通过所述电源滤波整流子电路转换后的直流电压进行升压处理后变换成稳定的直流高压，并校正输入电流的功率因数；反激调整子电路，与所述功率因数校正子电路电连接，将变换成后的所述直流高压通过反激变压器变换成预定的供电电源；稳压反馈子电路，与所述反激调整子电路电连接，将反激变换后输出的所述供电电源进行稳压设置，实现电源输出的控制系统正常工作；电源控制子电路，分别与所述电源滤波整流子电路，所述功率因数校正子电路，所述反激调整子电路，所述稳压反馈子电路电连接；将接收的电源信息进行分析处理，并控制输出驱动信号，还用于检测所述开关电源的电路中各个子电路反馈的相应电流、电压信息，控制其系统稳定平衡工作。

优选的，所述电源控制子电路包括：开关电源控制芯片U2，所述开关电源控制芯片的开关电源控制芯片型号为TEA1755T；光电耦合器，所述光电耦合器的型号为PC817；变压器T1的辅助绕组T1B；所述开关电源控制芯片的反激控制端与所述光电耦合器的集电极端电连接；所述光电耦合器的发射极端与公共地PGND电连接；所述开关电源控制芯片的辅助绕组端FBAUX通过限流电阻R28与整流二极管D8的阴极电连接，所述整流二极管D8的阳极与所述变压器的辅助绕组的一端电连接，所述变压器的辅助绕组的另一端与所述公共地PGND电连接；所述开关电源控制芯片的多用途保护锁存端通过电阻R45和电容C30组成的并联电路与所述公共地PGND电连接；所述开关电源控制芯片的输入母线电压检测端通过采样电阻R48与所述公共地PGND电连接，还通过分压电阻R27、R19串联后与所述电源滤波整流子电路电连接；所述开关电源控制芯片的PFC输出电压检测端与所述功率因数修正子电路电连接；所述开关电源控制芯片的反激电流检测端通过检测电阻R43和检测电阻R42与补偿电路电连接。

优选的，所述功率因数校正子电路包括：升压电感L4，所述升压电感L4的型号为PQ26/25；第一MOS管Q1，所述第一MOS管Q1的型号为SPP11N60C3；所述升压电感L4的第一输入端与所述电源滤波整流子电路电连接；所述升压电感L4的第二输入端通过限流电阻R6与所述电源控制子电路的开关电源控制芯片的PFC退磁检测端电连接；所述升压电感L4的第一输出端与续流二极管D2的阳极端电连接，所述续流二极管D2的阴极端同时与所述反激调整子电路电连接，还与所述第一MOS管Q1的漏极端D电连接；所述第一MOS管Q1的栅极端通过第一驱动电路与所述电源控制子电路的开关电源控制芯片的PFC驱动输出端电连接；所述第一MOS管Q1的源极端经过电流检测电阻R7后与公共地PGND电连接，所述第一MOS管Q1的源极端还依次通过电阻R22、R18与所述电源控制子电路的开关电源控制芯片的PFC电流检测端电连接。

优选的，所述反激调整子电路包括：反激变压器T1，所述反激变压器T1的型号为PQ32/25；第二MOS管Q2，所述第二MOS管Q2的型号为STF15N80K5；

所述反激变压器T1的初级绕组的第一端与所述第二MOS管Q2的漏极端D电连接；所述反激变压器T1的初级绕组的第二端与所述控制子电路的开关电源控制芯片的高压启动端电连接；所述反激变压器T1的初级绕组的第三端与所述功率因数修正子电路的所述续流二极管D2的阴极电连接；所述第二MOS管Q2的源极端通过两个并联的采样电阻RS1和RS2后再与所述公共地端PGND电连接；所述第二MOS管Q2的栅极端通过第二驱动电路与所述控制子电路的开关电源控制芯片的反激驱动输出端电连接；所述反激变压器T1的次级绕组与所述稳压反馈子电路电连接。

优选的，所述稳压反馈子电路包括：稳压管U1，所述稳压管U1的型号为AZ431；滤波电感L3；所述滤波电感L3的输入端与所述反激调整子电路的滤波电容2C3输出端对应电连接；所述滤波电感L3的正极输出端通过分压电阻2R11与分压电阻的2R11A的一端电连接；所述稳压管U1的参考端R同时与分压电阻的2R13的一端，还与所述分压电阻的2R11A的另一端电连接；所述稳压管U1的阳极端，所述分压电阻的2R13的另一端共同与公共地端GND电连接；所述稳压管U1的阴极端与所述光电耦合器的阴极端电连接；所述光电耦合器的阳极端通过限流电阻2R8与稳压二极管2ZD2的阳极端电连接；所述滤波电感L3的第一输入端与稳压二极管2ZD1的阴极端电连接，所述稳压二极管2ZD1的阳极端与所述稳压二极管2ZD2的阴极端电连接。

优选的，所述电源滤波整流子电路包括：滤波电感L1和L2；桥式整流电路B1；所述滤波电感L1的第一输入端通过熔断器F1与所述交流电源的火线电连接；所述滤波电感L1的第二输入端与所述交流电源的零线电连接；所述滤波电感L1输出端与所述滤波电感L2的输入端电连接；所述桥式整流电路B1的输入端与所述滤波电感L2的输出端对应电连接；所述桥式整流电路B1的正极输出端与所述功率因数校正子电路的所述升压电感L4的第一输入端电连接；所述桥式整流电路B1的负极输出端与所述公共地PGND电连接；所述滤波电感L1第一输出端和所述滤波电感L2第一输入端的公共连接端通过分压电阻R10与所述分压电阻R19电连接；同时所述滤波电感L1第二输出端和所述滤波电感L2第二输入端的公共连接端通过分压电阻R11与所述分压电阻R19电连接。

本实用新型中，基于一种基于开关电源的电路中集成了PFC+反激变换的开关电源控制芯片来完成PFC及反激电路控制；

本实用新型中，使用元器件少利于降低成本，开关电源控制芯片采用谷底/零电压(ZVS)软开关降低损耗提高效率，通过频率受限(最高工作频率139kHz)来降低开关损耗和电磁干扰。

本实用新型中，采取多种保护手段对电源进行过压、过流、过温保护、过功率保护，根据负载情况调整工作模式(如重载工作在准谐振(QR)，轻载时工作在降频模式(FR)及关闭PFC以减少损耗)。

附图说明

下面将以明确易懂的方式，结合附图说明优选实施方式，对一种开关电源的控制系统特性、技术特征、优点及其实现方式予以进一步说明。

图1是本实用新型一种基于开关电源的电路的一个实施例的结构图；

图2是本实用新型一种基于开关电源的电路的另一个实施例的电路图；

图3是本实用新型一种基于开关电源的电路的另一个实施例的电路图。

具体实施方式

为了更清楚地说明本实用新型实施例或现有技术中的技术方案，下面将对照附图说明本实用新型的具体实施方式。显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本实用新型的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图，并获得其他的实施方式。

为使图面简洁，各图中只示意性地表示出了与本实用新型相关的部分，它们并不代表其作为产品的实际结构。另外，以使图面简洁便于理解，在有些图中具有相同结构或功能的部件，仅示意性地绘示了其中的一个，或仅标出了其中的一个。在本文中，“一个”不仅表示“仅此一个”，也可以表示“多于一个”的情形。

本实用新型提供一种开关电源的电路的一个实施例，参考图1所示；包括：电源滤波整流子电路100，将输入的交流电源电压进行滤波整流转换为直流电压；功率因数校正子电路200，与所述电源滤波整流子电路电连接，将通过所述电源滤波整流子电路转换后的直流电压进行升压处理后变换成稳定的直流高压，并校正输入电流的功率因数；反激调整子电路300，与所述功率因数校正子电路电连接，将变换成后的所述直流高压通过反激变压器变换成预定的供电电源；稳压反馈子电路400，与所述反激调整子电路300电连接，将反激变换后输出的所述供电电源进行稳压设置，实现电源输出的控制系统正常工作；电源控制子电路，分别与所述电源滤波整流子电路，所述功率因数校正子电路，所述反激调整子电路，所述稳压反馈子电路电连接；将接收的电源信息进行分析处理，并控制输出驱动信号，还用于检测所述开关电源的电路中各个子电路反馈的相应电流、电压信息，控制其系统稳定平衡工作。

具体的，功率因数校正子电路，用于将输入电流波形变换为与输入交流电压同相的正弦波，进而提高功率因数，通过所述电源滤波整流子电路转换后的直流电压进行升压处理后，进一步进行稳压；反激调整子电路，用于将所述功率因数校正子电路的输出电压进行变换并传递到次级。在本申请中采取多种保护手段对电源进行过压、过流、过温保护、过功率保护。

本实施例是在以上实施例的基础上提供的又一实施例，参考图2所示；所述电源控制子电路包括：开关电源控制芯片U2，所述开关电源控制芯片的开关电源控制芯片型号为TEA1751A；光电耦合器，所述光电耦合器的型号为PC817；变压器辅助绕组T1B；所述开关电源控制芯片的反激反馈控制端(3脚FBCTRL端)与所述光电耦合器的集电极端电连接；所述光电耦合器的发射极端与公共地PGND电连接；OP1为光电耦合器，起隔离作用并将次级的反馈信号传递到芯片3脚以便对输出电压进行控制，C24、C24A、R47为滤波电路防止干扰；所述开关电源控制芯片的(4脚FBAUX)辅助绕组端通过限流电阻R31与续流二极管D9的阴极电连接，所述续流二极管D9的阳极与辅助绕组的一端电连接，所述辅助绕组的另一端与所述公共地PGND电连接；所述开关电源控制芯片的多用途保护锁存端(5脚LATCH)通过电阻R45和电容C30组成的并联电路与所述公共地PGND电连接；所述开关电源控制芯片的输入母线电压检测端(7脚VINSENSE)通过采样电阻R4S与所述公共地PGND电连接，还通过分压电阻R27和R19串联后与所述电源滤波整流子电路电连接；所述开关电源控制芯片的PFC输出电压检测端(9脚VOSENSE)与所述功率因数校正子电路电连接；所述开关电源控制芯片的反激电流检测端(10脚FBSENSE)通过检测电阻R43和检测电阻R42与补偿电路电连接；补偿电路是通过R35、R40、R41进行串联组成，升压电感L4将升压后的直流电压分压给每个电阻，通过检测电阻R43和检测电阻R42检测到的电流输入至开关电源控制芯片的反激电流检测端(10脚FBSENSE)，因此R35、R40、R41进行串联组成检测回路的补偿电路。所述开关电源控制芯片的延迟定时端(14脚PFCTIMER)与缓冲电容C35电连接。变压器辅助绕组TB1通过R28、D8、R23接到芯片TEA1755的4脚，该端为变压器退磁检测，以便降低开关损耗和降低电磁干扰。D9、R31、R33、C22、D12、C20、C21组成VCC回路，工作时为芯片提供工作电源；

本实施例是在以上实施例的基础上提供的又一实施例，参考图2所示；所述功率因数修正子电路包括：升压电感L4，所述升压电感L4的型号为PQ26/25；第一MOS管Q1，所述第一MOS管Q1的型号为SPP11N60C3；所述升压电感L4的第一输入端与所述电源滤波整流子电路电连接；所述升压电感L4的第二输入端通过限流电阻R6与所述电源控制子电路的开关电源控制芯片的PFC退磁检测端(8脚PFCAUX)电连接；所述升压电感L4的第一输出端与续流二极管D2的阳极端电连接，所述续流二极管D2的阴极端同时与所述反激调整子电路电连接，还与所述第一MOS管Q1的漏极端D电连接；所述第一MOS管Q1的栅极端G通过第一驱动电路与所述电源控制子电路的开关电源控制芯片的PFC驱动输出端(12脚PFCDRIVER)电连接；第一驱动电路由D4、R12、R15组成，用于加速Q1的通断进而减小开关损耗；所述第一MOS管Q1的源极端S经过电流检测电阻R7后与公共地PGND电连接，所述第一MOS管Q1的源极端S还通过检流电阻R18与所述电源控制子电路的开关电源控制芯片的PFC电流检测端(11脚PFCSENSE)电连接。在图2中，D1的作用减小电源启动时C6上的冲击电流进而减小Q1和D2上的电流应力，L4、D2、Q1组成BOOST升压电路(PFC电路的一种)将整流桥整流之后的直流高压升到更稳定的直流高压，并使输入电流波形趋向于正弦波，与输入交流电压同相进而提高功率因数，Q1用于实现开关作用；R7，R22，R18，C16，C34用于电流检测对PFC电路进行过流保护。R34，R39，R44，R49，R50，C33组成分压电路与开关电源控制芯片9脚的内部基准电压比较，对PFC输出电压进行稳压。当开关电源控制芯片9脚接收的电压高于内部基准电压时关闭Q1，小于内部基准电压时开启Q1，本实施例用于实现为功率因数校正(PFC)，即有功功率与视在功率的比值，用以衡量电力被有效利用的程度，当功率因素值越大，代表其电力利用率越高。

本实施例是在以上实施例的基础上提供的又一实施例，参考图2所示；所述反激调整子电路包括：反激变压器T1，所述反激变压器T1的型号为PQ32/25；第二MOS管Q2，所述第二MOS管Q2的型号为STF15N80K5；所述反激变压器T1的初级绕组的第一端与所述第二MOS管Q2的漏极端D电连接；所述反激变压器T1的初级绕组的第二端与所述控制子电路的开关电源控制芯片的高压启动端(16HV脚)电连接；所述反激变压器T1的初级绕组的第三端与所述功率因数修正子电路的所述续流二极管D2的阴极电连接；所述第二MOS管Q2的源极端S通过两个并联的采样电阻RS1和RS2后再与所述公共地端PGND电连接；所述第二MOS管Q2的栅极端G通过第二驱动电路与所述控制子电路的开关电源控制芯片的反激驱动输出端(13脚FBDRIVER)电连接；第二驱动电路由R20、D7、R24组成，用于加速Q2驱动的通断减小开关损耗；所述反激变压器T1的次级绕组与所述稳压反馈子电路电连接。在反激变压器T1的第三端与第一端设置有由R3A，R3，C15，D5，D6组成吸收回路，用于减小开关管Q2上的电压应力同时也有利于降低电磁干扰，T1为反激变压器起隔离作用并将初级电能传递到次级输出，RS1、RS2、R38、R42、C23、R43组成反激电路的电流检测回路用于电源过流保护和短路保护。

本实用新型中，在反激吸收回路中用2个超快恢复二极管D5、D6并联进行分流，解决了现有技术中反激输出只有十几W到几十W，吸收回路上损耗的能量相对较小只用一个超快恢复二极管就能满足要求的问题，本实用新型输出功率可以达到为150W，吸收回路上的损耗能量比较大，如果只用一个超快速恢复二极管则会容易损坏，吸收回路的计算公式：

L1k:为漏感；Ipk为初级峰值电流；fsw：为开关频率；Vc15为电容C15上的电压；VoR为次级反射到初级的反射电压其他参数不变的情况下，输出功率越大输入的峰值电流Ipk越大，Ipk越大则吸收回路的功耗越大，流过二极管的电流也就越大，故用2个超快速恢复二极管并联来满足要求。

本实施例是在以上实施例的基础上提供的又一实施例，参考图2所示；所述稳压反馈子电路包括：稳压管U1，所述稳压管U1的型号为AZ431；滤波电感L3，所述滤波电感L3型号为为锰锌铁T12.7*7.7*6.35；所述滤波电感L3的输入端与所述反激调整子电路的反激变压器T1的输出端对应电连接；所述滤波电感L3的正极输出端通过分压电阻2R11与分压电阻的2R11A的一端电连接；所述稳压管U1的参考端R同时与分压电阻的2R13的一端，还与所述分压电阻的2R11A的另一端电连接；所述稳压管U1的阳极端，所述分压电阻的2R13的另一端共同与公共地端GND电连接；所述稳压管U1的阴极端与所述光电耦合器OP1的阴极端电连接；所述光电耦合器OP1的阳极端通过限流电阻2R8与稳压二极管2ZD2的阳极端电连接；所述滤波电感L3的第一输入端与稳压二极管2ZD1的阴极端电连接，所述稳压二极管2ZD1的阳极端与所述稳压二极管2ZD2的阴极端电连接；本实施例中输出电压为56V，而AZ431的最大耐压值只有40V，如果输出电压通过光电耦合器直接加在AZ431上则会损坏AZ431，因此通过稳压二极管(2ZD1，2ZD2)稳压对U1(AZ431)进行保护。2D1为输出整流二极管，将变压器中的高频电压整流为直流电压，2R7、2C1降低2D1工作过程中产生的寄生振荡。2C2、2C3、L3、2C4、2C5、CY3、CY4组成输出滤波电路以便得到平滑的、噪声小的输出电压。U1、2R12、2R13、2R11、2R11A组成稳压电路，对输出电压进行稳压以便得到符合要求的输出电压，2D2、2C8、2C8A可降低输出过冲，2C6、2C7、2R10组成补偿网络提高电源的系统稳定性。

本实施例是在以上实施例的基础上提供的又一实施例，参考图2所示；所述电源滤波整流子电路包括：滤波电感L1和L2；桥式整流电路B1；所述滤波电感L1的第一输入端通过熔断器F1与所述交流电源的火线电连接；当出现过流时，熔断器F1会进行安全处理，使本申请的电路处于安全工作状态；所述滤波电感L1的第二输入端与所述交流电源的零线电连接；所述桥式整流电路的D2输入端与所述滤波电感的输出端对应电连接；所述滤波电感L1输出端与所述滤波电感L2的输入端电连接；所述桥式整流电路B1的输入端与所述滤波电感L2的输出端对应电连接；所述桥式整流电路B1的正极输出端与所述PFC部分的所述滤波电感L4的第一输入端电连接；所述桥式整流电路B1的负极输出端与所述公共地PGND电连接；所述滤波电感L1第一输出端和所述滤波电感L2第一输入端的公共连接端通过分压电阻R10与所述分压电阻R19电连接；同时所述滤波电感L1第二输出端和所述滤波电感L2第二输入端的公共连接端通过分压电阻R11与所述分压电阻R19电连接。在本实施例中，RV1为压敏电阻用于吸收输入瞬变干扰，CX1、L1、CX2、CY1、CY2、L2组成EMI滤波器用于降低电磁干扰，B1为整流桥用于将输入交流转换为直流高压。

本实用新型中，基于一款集成PFC+反激变换的开关电源控制芯片来完成PFC及反激电路控制。

本实用新型中，使用元器件少利于降低成本，开关电源控制芯片采用谷底/零电压(ZVS)软开关降低损耗提高效率，通过PFC工作频率受限(最高工作频率139kHz)来降低开关损耗和电磁干扰。

本实用新型中，采取多种保护手段对电源进行过压、过流、过温保护、过功率保护，反激调整字电路根据负载情况调整工作模式(如重载工作在准谐振(QR)，轻载时工作在降频模式(FR)及关闭PFC以减少损耗)。

本实用新型中，当U2的8脚PFCAUX检测到升压电感L4退磁的退磁信号，PFC的开关管Q1打开。与PFCAUX连接的内部电路检测二次行程同时也检测PFC的开关管Q1的电压，在下一个工作周期开始时PFC的开关管Q1在在电压谷底开启，这样能降低功率因数校正子电路的Q1导通时的开关损耗并降低电磁干扰。U2的4脚FBAUX检测到变压器T1辅助绕组的退磁信号，反激调整子电路的开关管Q2打开，每一个工作周期开始时反激调整子电路的Q2在电压谷底开启，这样能降低功率因数校正子电路的Q1导通时的开关损耗并降低电磁干扰，同时也可通过4脚FBAXU进行反激调整子电路输出过压保护。

本实用新型中，反激调整子电路的开关管Q2的工作波形参考图3所示；

(1)、t0-t1阶段，开关管Q2导通，反激调整子电路变压器T1初级绕组储存能量，次级由输出电容2C2,2C3,2C4,2C5给负载提供能量；

(2)、t1-t2阶段，开关管关断、反激吸收回路工作、变压器释放初级储存的能量，通过次级绕组释放给输出负载并给输出电容充电；

(3)、t2-t3阶段，变压器能量释放完毕，开关管Q2的漏极、源极间的极间寄生电容与变压器初级绕组电感产生谐振；

(4)、t3-t4阶段，谐振到开关电压最低点(谐振谷点)，开关管开通，实现零电压开通，因此降低开关损耗及降低电磁干扰。

应当说明的是，上述实施例均可根据需要自由组合。以上所述仅是本实用新型的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本实用新型原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本实用新型的保护范围。