一种经济实用的高性能光伏逆变器模拟装置的制作方法

本实用新型属于光伏发电领域，尤其涉及一种经济实用的高性能光伏逆变器模拟装置。

背景技术：

光伏并网发电系统，是利用光生伏特效应将太阳能转换成电能的发电系统。由于太阳能的直接输出一般都是12VDC、24VDC、48VDC、96VDC、192VDC，为能向220VAC的电器提供电能，需要将太阳能所发出的直流电能转换成交流电能，因此需要使用太阳能光伏逆变器(DC-AC逆变器)，其功能包含两大主要部分：一是确保太阳能微型逆变器模块工作于最大功率点。二是将正弦电流注入电网。

传统的光伏逆变器运用的是DSP光伏逆变方案，在频相跟踪、波形失真度、变换效率等方面性能较低，数字部分的逻辑负担过重。由于在中、大容量系统中，若采用方波供电，则输出将含有较多的谐波分量，高次谐波将产生附加损耗，因此要求逆变器输出高保真的正弦波电流。此外，传统逆变方案在实现DC-AC逆变、过流自恢复保护等功能的实现电路中器件繁多，成本较高，因此设计一种经济简洁、实用性更强、转换效率高、失真度低的光伏并网发电逆变器模拟装置具有重大的实际意义。

技术实现要素：

本实用新型的目的在于提供一种经济实用的高性能光伏逆变器模拟装置，旨在实现更小的失真度、更大的转换效率，以更小的开销实现最大功率点跟踪、频率跟踪、过流保护等功能。

本实用新型技术方案如下：

一种经济实用的高性能光伏逆变器模拟装置，包括：DC-AC逆变回路模块、过流保护模块、开关控制模块，所述DC-AC逆变回路模块输入端接光伏阵列输出信号Ud，所述DC-AC逆变回路模块的输出端为输出信号，所述过流保护模块连接于DC-AC逆变回路模块，所述开关控制模块输入端连接参考正弦信号Uref和光伏阵列输出信号Ud，所述开关控制模块输出端连接于DC-AC逆变回路模块和过流保护模块。

进一步根据本实用新型所述的一种经济实用的高性能光伏逆变器模拟装置，所述开关控制模块包括锁相环和单片机，所述锁相环输入端连接参考正弦信号Uref，锁相环输出端连接于单片机输入端，单片机输入端连接光伏阵列输出信号Ud，单片机输出端作为开关控制模块输出信号；所述锁相环为型号CD4046的锁相环，采用16脚双列直插式，利用锁相环实现输入参考信号的倍频和同步，输入频率为45-55Hz的参考正弦信号，经过256倍频后为11.52KHz-14.08KHz信号，送给单片机作为系统同步的时钟；所述单片机为型号MPS430F169的单片机，有两路D/A、八路A/D，可以连续实现电压电流采集，电压采样信号与电流采样信号输入到单片机中，由此计算实时功率后根据MPPT算法自动调整，实现最大功率点跟踪，单片机接收到锁相环发来的时钟信号，用DDS原理产生幅度可调的正弦信号，此时钟作为D/A输出的时钟，可追踪输入信号的相位和频率。

进一步根据本实用新型所述的一种经济实用的高性能光伏逆变器模拟装置，所述DC-AC逆变回路模块包括一个型号LM393的比较器U1A，一个型号IR21094的浮栅驱动器U2，两个型号IRF540的功率NMOS管Q1、Q2，一个滤波器，一个反馈网络；所述LM393比较器U1A的引脚1(输出端口)通过负载R5加+5V电压，引脚2(负极输入端口)通过电阻R2接地，引脚3(正极输入端口)接参考正弦信号，并通过电阻R1接地，引脚4接地，引脚8接+5V电压，并通过电容C1旁路接地，所述LM393比较器U1A的其他引脚接地；所述IR21094浮栅驱动器U2的引脚1(VCC端口)接+12V电压，并通过电解电容C3旁路接地，引脚2(IN端口)连接于所述LM393比较器U1A的引脚1，引脚3(端口)接过流保护模块中IN5819二极管D4的正极，引脚4(DT端口)与引脚5(VSS端口)相连并接地，引脚6(COM端口)作输出端低电平，连接电解电容C5的负极，电解电容C5的正极连接+12V电压，引脚7(LO端口)通过电阻R7连接到IRF540功率NMOS管Q2栅极，引脚11(VS1端口)连接于所述滤波器中电感L1，引脚12(HO1端口)通过电阻R6连接到IRF540功率NMOS管Q1栅极，引脚13(VB端口)连接FR107二极管D1负极，并与引脚11之间串联电解电容C4，FR107二极管D1正极接+12V电压；所述IRF540功率NMOS管Q1漏极接功率电压HVDC，所述IRF540功率NMOS管Q1源极接所述IRF540功率NMOS管Q2漏极，并连接于所述滤波器中电感L1，所述IRF540功率NMOS管Q2源极作输出端低电平；所述滤波器由电感L1和电容C6组成，L1连接于输出端高电平，电容C6两端分别连接于输出端高电平、低电平；所述反馈网络由电容C2串联可调电阻R3之后与电阻R4并联构成，输出端高电平通过所述反馈网络连接于LM393比较器U1A的引脚2。

进一步根据本实用新型所述的一种经济实用的高性能光伏逆变器模拟装置，所述过流保护模块包括一个型号LM358的双运算放大器(其中两个放大器分别记为U7A、U7B)，一个型号IN5819的二极管D4和若干电容、电阻；所述LM358双运算放大器的引脚1、引脚2、引脚3构成放大器U7A，引脚5、引脚6、引脚7构成放大器U7B，引脚4接地，引脚8接+5V电压并通过电容C5旁路接地；所述放大器U7A输出端口(引脚1)连接于所述IN5819二极管D4负极，正极输入端口(引脚3)通过变阻器R31和负载电阻R32连接+5V电压，并通过电容C34旁路接地，正极输入端口(引脚5)连接负载电阻R37和R38后接地，并通过电容C37旁路接地，所述放大器U7B负极输入端口(引脚6)通过电阻R34接地，输出端口(引脚7)连接于所述放大器U7A的负极输入端口(引脚2)，负极输入端口(引脚6)和输出端口(引脚7)之间连接由电阻R33和电容C58并联组成的回路；所述IN5819二极管D4正极接DC-AC逆变回路模块中IR21094浮栅驱动器引脚3(端口)，并通过电阻R23连接+5V电压，通过电解电容C321接地，所述IN5819二极管D4负极通过电阻R27连接二极管D5负极，二极管D5正极连接+5V电压，所述IN5819二极管D4负极通过电阻R24串联电阻R30后接地，电阻R24和电阻R30之间接单片机控制信号MCU_SD。

本实用新型与现在技术相比，其有益效果在于：

1.本实用新型包括频率相位跟踪、DC-AC逆变、过流自恢复保护、最大功率点跟踪等功能。

2.本实用新型DC-AC逆变方案采用D类功放中自振荡式模型的逆变拓扑，利用反馈的高频自激产生所需的SPWM开关信号，此方案为闭环系统，在功率和负载变化时波形基本无失真。

3.本实用新型利用锁相环的锁频锁相功能，将参考信号倍频，产生与其同步的时钟，以此时钟调整输入与输出的频相关系，完全由硬件电路实现，简单方便。

4.采用经典MPPT算法，对光伏阵列输出电压电流连续采样，寻找最大功率点，控制方法简单，开销较小。

5.实际制作中，选用CD4046锁相环芯片，功率MOS管IRF540等性价比较高的器件，对比传统的DSP光伏逆变方案，更加经济简洁，实用性更强。

附图说明

图1为本实用新型的原理结构图；

图2为本实用新型的DC-AC逆变回路模块电路图；

图3为本实用新型的过流保护模块电路图。

具体实施方式

为了使本实用新型的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图，对本实用新型进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅用以解释本实用新型，并不用于限定本实用新型。

如图1所示，本实用新型的结构包括三个模块：DC-AC逆变回路模块、过流保护模块、开关控制模块。

所述DC-AC逆变回路模块输入端接光伏阵列输出信号Ud，所述DC-AC逆变回路模块的输出端为输出信号。所述过流保护模块连接于DC-AC逆变回路模块，所述开关控制模块输入端连接参考正弦信号Uref和光伏阵列输出信号Ud，所述开关控制模块输出端连接于DC-AC逆变回路模块和过流保护模块。

其中所述开关控制模块包括锁相环和单片机。所述锁相环输入端连接参考正弦信号Uref，锁相环输出端连接于单片机输入端，单片机输入端连接光伏阵列输出信号Ud，单片机输出端作为开关控制模块输出信号。

如图2所示，所述DC-AC逆变回路模块包括一个型号LM393的比较器U1A，一个型号IR21094的浮栅驱动器U2，两个型号IRF540的功率NMOS管Q1、Q2，一个滤波器，一个反馈网络。

所述LM393比较器U1A的引脚1(输出端口)通过负载R5加+5V电压；

所述LM393比较器U1A的引脚2(负极输入端口)通过电阻R2接地；

所述LM393比较器U1A的引脚3(正极输入端口)接参考正弦信号，并通过电阻R1接地；

所述LM393比较器U1A的引脚4接地；

所述LM393比较器U1A的引脚8接+5V电压，并通过电容C1旁路接地；

所述LM393比较器U1A的其他引脚接地；

所述IR21094浮栅驱动器U2的引脚1(VCC端口)接+12V电压，并通过电解电容C3旁路接地；

所述IR21094浮栅驱动器U2的引脚2(IN端口)连接于所述LM393比较器U1A的引脚1；

所述IR21094浮栅驱动器U2的引脚3(端口)接过流保护模块(图3)中IN5819二极管D4的正极；

所述IR21094浮栅驱动器U2的引脚4(DT端口)与引脚5(VSS端口)相连并接地；

所述IR21094浮栅驱动器U2的引脚6(COM端口)作输出端低电平，连接电解电容C5的负极，电解电容C5的正极连接+12V电压；

所述IR21094浮栅驱动器U2的引脚7(LO端口)通过电阻R7连接到IRF540功率NMOS管Q2栅极；

所述IR21094浮栅驱动器U2的引脚11(VS1端口)连接于所述滤波器中电感L1；

所述IR21094浮栅驱动器U2的引脚12(HO1端口)通过电阻R6连接到IRF540功率NMOS管Q1栅极；

所述IR21094浮栅驱动器U2的引脚13(VB端口)连接FR107二极管D1负极，并与引脚11之间串联电解电容C4，FR107二极管D1正极接+12V电压；

所述IRF540功率NMOS管Q1漏极接功率电压HVDC；

所述IRF540功率NMOS管Q1源极接所述IRF540功率NMOS管Q2漏极，并连接于所述滤波器中电感L1；

所述IRF540功率NMOS管Q2源极作输出端低电平；

所述滤波器由电感L1和电容C6组成，L1连接于输出端高电平，电容C6两端分别连接于输出端高电平、低电平；

所述反馈网络由电容C2串联可调电阻R3之后与电阻R4并联构成，输出端高电平通过所述反馈网络连接于LM393比较器U1A的引脚2。

如图3所示，所述过流保护模块包括一个型号LM358的双运算放大器(其中两个放大器分别记为U7A、U7B)，一个型号IN5819的二极管D4和若干电容、电阻。

所述LM358双运算放大器的引脚1、引脚2、引脚3构成放大器U7A；

所述LM358双运算放大器的引脚5、引脚6、引脚7构成放大器U7B；

所述LM358双运算放大器的引脚4接地；

所述LM358双运算放大器的引脚8接+5V电压并通过电容C5旁路接地；

所述放大器U7A输出端口(引脚1)连接于所述IN5819二极管D4负极；

所述放大器U7A正极输入端口(引脚3)通过变阻器R31和负载电阻R32连接+5V电压，并通过电容C34旁路接地；

所述放大器U7B正极输入端口(引脚5)连接负载电阻R37和R38后接地，并通过电容C37旁路接地；

所述放大器U7B负极输入端口(引脚6)通过电阻R34接地；

所述放大器U7B输出端口(引脚7)连接于所述放大器U7A的负极输入端口(引脚2)；

所述放大器U7B的负极输入端口(引脚6)和输出端口(引脚7)之间连接由电阻R33和电容C58并联组成的回路；

所述IN5819二极管D4正极接DC-AC逆变回路模块(图2)中IR21094浮栅驱动器引脚3(端口)，并通过电阻R23连接+5V电压，通过电解电容C321接地；

所述IN5819二极管D4负极通过电阻R27连接二极管D5负极，二极管D5正极连接+5V电压；

所述IN5819二极管D4负极通过电阻R24串联电阻R30后接地，电阻R24和电阻R30之间接单片机控制信号MCU_SD；

所述锁相环为型号CD4046的锁相环，采用16脚双列直插式，利用锁相环实现输入参考信号的倍频和同步，输入频率为45-55Hz的参考正弦信号，经过256倍频后为11.52KHz-14.08KHz信号，送给单片机作为系统同步的时钟。

所述单片机为型号MPS430F169的单片机，有两路D/A、八路A/D，可以连续实现电压电流采集，电压采样信号与电流采样信号输入到单片机中，由此计算实时功率后根据MPPT算法自动调整，实现最大功率点跟踪。单片机接收到锁相环发来的时钟信号，用DDS原理产生幅度可调的正弦信号，此时钟作为D/A输出的时钟，可追踪输入信号的相位和频率。

光伏阵列输出信号与单片机时钟信号输入到DC-AC逆变回路模块中，DC-AC逆变回路采用D类功放中自振荡式模型的逆变拓扑，把升压后的直流电压等价地转换成对应频率的交流电压，利用负反馈的高频自激产生所需的SPWM开关信号通过浮栅驱动器驱动MOS管板桥，使靠近正弦波两端的电压宽度变狭，正弦波中央的电压宽度变宽，并在半周期内始终让开关元件按一定频率朝一个方向动作，这样形成一个脉冲波列(拟正弦波)。然后让脉冲波通过简单的滤波器形成正弦波即为输出信号。

DC-AC逆变回路模块输出电流I在采样电阻R38上产生的电压经过LM358双运算放大器放大10倍后与参考电压相比较，超过则运放引脚1输出低电平，电容C31经过IN5819二极管D4迅速放电，#SD信号被拉低，IR21094浮栅驱动器输出关闭，之后I变小，运放引脚1输出高电平，+5V通过电阻R23对电容C31充电，一段时间后达到IR21094浮栅驱动器的高电平门限时，再次打开IRF540功率管。实现过流保护以及自恢复功能。

综上，所述三个模块，利用锁相环倍频、比较器过零触发和单片机DA产生与输入信号同频同相且幅值可控的正弦波，作为DC-AC电路的输入参考信号，其中DC-AC电路采用D类功放中自激反馈模型，利用负反馈的自激振荡产生SPWM波，实现了输出波形的内环控制，单片机实时采集入口电压电流并计算，实现最大功率点的跟踪。

以上仅是对本实用新型的优选实施方式进行了描述，并不将本实用新型的技术方案限制于此，本领域人员在本实用新型的主要技术构思的基础上所作的任何公知变形都属于本实用新型所要保护的技术范畴，本实用新型具体的保护范围以权利要求书的记载为准。