电力转换装置及冷冻空调机器的制作方法

本发明涉及一种电力转换装置及冷冻空调机器。

背景技术：

从单相交流转换成直流电压的变换器(converter)电路按照输出，反复进行如下动作：通过经由电抗器的短路，在该电抗器贮存能量，在整流动作时放出电抗器的能量。由此，变换器电路将直流电压升压，实现永磁铁同步电动机的高效率化与高输出化。

此外，将直流电压转换成3相交流电力，且驱动永磁铁同步电动机的逆变器(inverter)电路进行将电流零交叉附近的开关设为断开的间歇通电控制。由此，逆变器电路实现电力转换电路及永磁铁同步电动机的高效率化。按照输入或输出，进行变换器电路的升压动作、逆变器电路的间歇通电动作，从而能够实现电力转换装置的高效率化。

此外，通过单一微电脑驱动多个电动机，从而能够使电力转换装置低成本化。但是，若单一微电脑进行运算，有因运算负荷增加而无法控制变换器电路或逆变器电路的可能性。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本专利第5718474号公报

技术实现要素：

发明要解决的课题

在专利文献1中仅记载了逆变器电路侧的间歇通电动作。在这样的构成中，有可能不取决于变换器电路侧的动作而进行间歇通电动作。换言之，若以单一微电脑进行运算，有因运算负荷增加而无法控制电动机的可能性。因此，根据输出条件，使升压动作与间歇通电控制动作联动地动作，而降低运算负荷为有效。

因此，本发明的课题在于，实现按照输入或输出，使变换器的升压动作与逆变器的间歇通电动作进行最恰当的动作的电力转换装置及使用该电力转换装置的冷冻空调机器。

解决课题的手段

为解决上述的课题，本发明的电力转换装置的特征在于：具备：变换器，其能够将通过交替进行经由电源的电抗器的短路与整流的开关动作而输出的直流电压进行升压；可间歇通电的逆变器，其在将通过所述变换器输出的所述直流电压转换成三相交流电力时，将电动机电流的零交叉附近的开关设为断开；及控制器，其使所述变换器的升压动作与所述逆变器的间歇通电动作联动。

在用以实施发明的形态的中，说明其他手段。

通过本发明这样的构成，可按照输入或输出，使变换器的升压动作与逆变器的间歇通电动作最恰当地动作，来驱动高效率的电力转换装置。

发明的效果

根据本发明，可实现按照输入或输出，使变换器的升压动作与逆变器的间歇通电动作最恰当地动作的电力转换装置及使用该电力转换装置的冷冻空调机器。

附图说明

图1是表示本实施方式中的电力转换装置的概要构成图。

图2是表示变换器与控制器的概要构成图。

图3是表示在交流电源电压为正极性的情况下，进行了二极管整流时流至电路的电流路径的图。

图4是表示在交流电源电压为负极性的情况下，进行了二极管整流时流至电路的电流路径的图。

图5是表示在交流电源电压为正极性的情况下，进行了同步整流时流至电路的电流路径的图。

图6是表示在交流电源电压为负极性的情况下，进行了同步整流时流至电路的电流路径的图。

图7是同步整流时的电源电压、电路电流和mosfet的驱动脉冲的波形图。

图8是表示在交流电源电压为正极性的情况下，进行了功率因素改善动作时流至电路的电流路径的图。

图9是表示在交流电源电压为负极性的情况下，进行了功率因素改善动作时流至电路的电流路径的图。

图10是在进行了部分开关(2发射(shot))的情况下，电源电压、电路电流和mosfet的驱动脉冲的波形图。

图11是在进行了高速开关的情况下，电源电压、电路电流和mosfet的驱动脉冲的波形图。

图12是说明部分开关的概要的图。

图13是说明从部分开关切换成高速开关前的电流波形的图。

图14是说明从部分开关切换成高速开关后的电流波形的图。

图15是表示逆变器的电路构成的图。

图16是表示逆变器动作时流至电动机的交流电压、交流电流及脉冲信号的关系的波形图。

图17是表示逆变器间歇通电动作时流至电动机的交流电压、交流电流及脉冲信号、与相脉冲停止控制信号的关系的波形图。

图18是表示驱动了实机时的u相电压、u相电流及脉冲信号的关系的波形图。

图19是表示因逆变器间歇通电动作所致的对相脉冲停止区间(开相区间)δ的电力转换电路损耗、电动机损耗及将这些合计后的综合损耗的关系的特性图。

图20是本实施方式中的空调机的室内机、室外机、及遥控器的主视图。

图21是说明切换变换器的动作模式与逆变器的动作模式的方式的概要图。

具体实施方式

以下参照各图，详加说明用以实施本发明的方式。

图1是表示本实施方式中的电力转换装置1的概要构成图。

电力转换装置1包含：与交流电源vs连接的变换器2、逆变器3a及电动机4a、逆变器3b及电动机4b、将这些进行统一控制的控制器5。电力转换装置1还具备：电流检测部11、平滑电容器c1、及相电流检测部15a、15b。该电力转换装置1被搭载在空调机上。另外，在图示上，将逆变器3a记载为「逆变器a」，将逆变器3b记载为「逆变器b」。

变换器2可以将电源电压转换成直流电压，且可将通过交替进行经由电源的线圈的短路与整流的切换动输出的直流电压进行升压。逆变器3a将直流电压转换成交流而旋转驱动电动机4a。电动机4a使空调机的风扇旋转的风扇电动机。逆变器3b将直流电压转换成交流来驱动电动机4b。电动机4b是使空调机的压缩机进行动作的压缩机电动机。另外，逆变器3a与逆变器3b具备同样的电路构成，通过同样的控制，旋转驱动各电动机4a、4b。

控制器5根据电流检测部11所检测到的电路电流is、变换器2所输出的直流电压vd等，控制变换器2。控制器5还根据相电流检测部15a、15b所检测到的电流信息、电压信息等，控制逆变器3a、3b。控制器5可使变换器2的升压动作与逆变器3a、3b的间歇通电动作连动。

以下，参照图2至图14，说明变换器2与控制器5的构成和动作。参照图15至图19，说明逆变器3a与控制器5的构成和动作。

图2是表示变换器2与控制器5等的概要构成图。

如图2所示，变换器2将由交流电源vs供给的交流电源电压vs转换成直流电压vd，且将该直流电压vd输出至负荷h(逆变器、电动机等)。变换器2的输入侧连接于交流电源vs，输出侧连接于负荷h。

变换器2具备：电抗器l1、平滑电容器c1、二极管d1、d2、d3、d4、作为开关元件的mosfet(q1、q2)、及分路电阻(shuntresistor)r1。二极管d1、d2、d3、d4和mosfet(q1、q2)构成桥式整流电路10。

另外，mosfet(q1、q2)为开关元件，二极管d3为mosfet(q1)的寄生二极管。二极管d4为mosfet(q2)的寄生二极管。此外，mosfet(q1)与mosfet(q2)的饱和电压比二极管d1、d2与寄生二极管d3、d4的正向电压降低。

二极管d1、d2与mosfet(q1、q2)为桥式连接。二极管d1的阳极连接于二极管d2的阴极，其连接点n1经由配线hb而连接于交流电源vs的一端。

mosfet(q1)的源极连接于mosfet(q2)的漏极。mosfet(q1)的源极经由连接点n2、配线ha和电抗器l1而连接于交流电源vs的一端。

二极管d2的阳极连接于mosfet(q2)的源极。

mosfet(q1)的漏极连接于二极管d1的阴极。

此外，二极管d1的阴极与mosfet(q1)的漏极经由配线hc而连接于平滑电容器c1的正极与负荷h的一端。此外，二极管d2与mosfet(q2)的源极经由分路电阻r1与配线hd，分别连接于平滑电容器c1的负极及负荷h的另一端。

电抗器l1被设在配线ha上，即交流电源vs与桥式整流电路10之间。该电抗器l1将由交流电源vs供给的电力蓄积为能量，进而放出该能量来进行升压。

平滑电容器c1将通过二极管d1、mosfet(q1)而被整流的电压进行平滑化，而作为直流电压vd。该平滑电容器c1连接于桥式整流电路10的输出侧，正极侧连接于配线hc，负极侧连接于配线hd。

作为开关元件的mosfet(q1、q2)根据来自后述的变换器控制部18的指令被开/关(on/off)控制。作为开关元件使用mosfet(q1、q2)，从而可高速进行开关。此外，在电压损耗小的mosfet流通电流，从而可进行所谓的同步整流控制，可降低电路的导通损耗。

作为该mosfet(q1、q2)使用接通(on)电阻小的超结(superjunction)mosfet，从而可进一步减低导通损耗。在此，在mosfet的寄生二极管中，因电路短路动作所致的反向电压施加时，会发生反向恢复电流。尤其，超结mosfet的寄生二极管相对于通常的mosfet的寄生二极管，存在反向恢复电流大且开关损耗大的课题。因此，作为mosfet(q1、q2)使用反向恢复时间(trr：reverserecoverytime)小的mosfet，从而可降低开关损耗。

二极管d1、d2即使在主动(active)动作时也不会发生反向恢复电流，因此以选定其顺向电压小者为佳。例如，通过使用一般的整流二极管、交耐压的肖特基二极管，可减低电路的导通损耗。

分路电阻r1具有检测在电路中通流的瞬时电流的功能。

该变换器2由控制器5控制。控制器5具备：增益控制部12、交流电压检测部13、零交叉判定部14、升压比控制部16、直流电压检测部17、变换器控制部18、及负荷控制部19a、19b。控制器5从电流检测部11与相电流检测部15a、15b接受传感器信息。

电流检测部11具有检测在电路通流的平均电流的功能。

增益控制部12具有控制由电路电流实效值is与直流电压升压比a所决定的电流控制增益kp的功能。此时，将kp×is控制为预定值，从而可将直流电压vd由交流电源电压vs升压成a倍。

交流电压检测部13检测由交流电源vs施加的交流电源电压vs，连接于配线ha、hb。交流电压检测部13将该检测值输出至零交叉判定部14。

零交叉判定部14具有如下功能：关于由交流电压检测部13所检测的交流电源电压vs的值，判定其正负是否被切换，即判定是否达了零交叉点。零交叉判定部14是检测交流电源电压vs的极性的极性检测部。例如，零交叉判定部14在交流电源电压vs为正的期间，对变换器控制部18输出‘1’的信号，在交流电源电压vs为负的期间，对变换器控制部18输出‘0’的信号。

相电流检测部15a、15b例如由未图示的分路电阻所构成，具有检测流至负荷h的电流的功能。负荷h为逆变器3a、3b及电动机4a、4b，因此通过利用相电流检测部15a、15b所检测到的负荷电流，来运算电动机4a、4b的旋转速度、施加电压。此外，也可从后述的直流电压检测部17所检测到的直流电压vd与电动机4a、4b的施加电压，来运算逆变器3a、3b的调制率。相电流检测部15a、15b将该检测值(电流、电动机旋转数、调制率等)输出至升压比控制部16与负荷控制部19a、19b。

升压比控制部16根据相电流检测部15a、15b的检测值选定直流电压vd的升压比a，且将该选定结果输出至变换器控制部18。接着，变换器控制部18以将直流电压vd升压至目标电压的方式对mosfet(q1、q2)输出驱动脉冲，来进行开关控制。

直流电压检测部17检测施加至平滑电容器c1的直流电压vd，其正侧连接于配线hc，负侧连接于配线hd。直流电压检测部17将该检测值输出至变换器控制部18。另外，直流电压检测部17的检测值使用于判定施加至负荷h的电压值是否达到了预定的目标值。

包含变换器控制部18的控制器5例如是微电脑(microcomputer：未图示)。微电脑读出存储在rom(readonlymemory，只读存储器)中的程序并在ram(randomaccessmemory，随机存取存储器)中展开，由cpu(centralprocessingunit，中央处理单元)执行各种处理。变换器控制部18根据从电流检测部11或分路电阻r1、增益控制部12、零交叉判定部14、升压比控制部16、及直流电压检测部17输入的信息，控制mosfet(q1、q2)的开/关。另外，关于变换器控制部18所执行的处理，在后叙述。

负荷控制部19a、19b分别控制负荷h所包含的逆变器3a、3b(参照图1)。在后述的图15至图19中对负荷控制部19a及逆变器3a进行说明。

接着，说明本发明的变换器2的动作模式。

若大致区分变换器2的动作模式，有二极管整流模式、同步整流模式、部分开关模式、高速开关模式等4个。部分开关模式与高速开关模式是变换器2进行主动(active)动作(功率因素改善动作)的模式，使桥式整流电路10通流功率因素改善电流来进行直流电压vd的升压与功率因素的改善。例如若逆变器3a、3b、电动机4a、4b等的负荷大，则需要将直流电压vd进行升压。此外，随着负荷变大、且流至变换器2的电流变大，高次谐波电流也增大。因此，若为高负荷，需要以部分开关模式或高速开关模式进行升压，使高次谐波电流降低，也就是说使电源输入的功率因素改善。

《二极管整流模式》

二极管整流模式是使用二极管d1、d2与寄生二极管d3、d4进行全波整流的模式。在该模式中，mosfet(q1)及mosfet(q2)为关闭(off)状态。

图3是表示在交流电源电压vs为正极性的情况下，进行了二极管整流时流至电路的电流路径的图。

在图3中，在交流电源电压vs为正的半循环的期间，以虚线箭号所示的方向流通电流。即，电流是以交流电源vs→电抗器l1→寄生二极管d3→平滑电容器c1→分路电阻r1→二极管d2→交流电源vs的顺序流通。

图4是表示在交流电源电压vs为负极性的情况下，进行了二极管整流时流至电路的电流路径的图。

在图4中，在交流电源电压vs为负的半循环的期间，以虚线箭号所示的方向流通电流。即，电流是以交流电源vs→二极管d1→平滑电容器c1→分路电阻r1→寄生二极管d4→电抗器l1→交流电源vs的顺序流通。

《同步整流模式》

控制器5为了对前述二极管整流进行高效率动作，按照交流电源电压vs的极性将mosfet(q1、q2)进行开关控制，来进行同步整流控制。整流动作时，由于开关(switching)次数少，因此变换器2的转换效率与其他模式相比，成为最高。在整流动作中，有关变换器2的控制的微电脑运算负荷与其他模式相比，成为最小。

图5是表示在交流电源电压vs为正极性的情况下，进行了同步整流时流至电路的电流路径的图。

在图5中，在交流电源电压vs为正的半循环的期间，以虚线箭号所示方向流通电流。即，电流是以交流电源vs→电抗器l1→mosfet(q1)→平滑电容器c1→分路电阻r1→二极管d2→交流电源vs的顺序流通。此时，mosfet(q2)是始终关闭、mosfet(q1)是始终接通状态。假设mosfet(q1)不为接通状态，如前述二极管整流动作所示，电流是在mosfet(q1)的寄生二极管d3流通。但是通常mosfet的寄生二极管的正向电压降大，因此发生较大的导通损耗。因此，接通mosfet(q1)，在mosfet(q1)的接通电阻的部分流通电流，从可达成导通损耗的减低。这就是所谓的同步整流控制的原理。另外，作为mosfet(q1)的接通动作开始的定时，由交流电源电压vs的极性从负切换成正的零交叉的定时开始进行。作为mosfet(q1)断开的定时，是交流电源电压vs的极性从正切换成负的定时。

图6是表示在交流电源电压vs为负极性的情况下，进行了同步整流时流至电路的电流路径的图。

在图6中，在交流电源电压vs为负的半循环的期间，以虚线箭号所示方向流通电流。即，以交流电源vs→二极管d1→平滑电容器c1→分路电阻r1→mosfet(q2)→电抗器l1→交流电源vs的顺序流通电流。此时，mosfet(q1)始终断开、mosfet(q2)始终接通的状态。另外，作为mosfet(q2)的接通动作开始的定时，由交流电源电压vs的极性从正切换成负的零交叉的定时开始进行。作为mosfet(q2)断开的定时，是交流电源电压vs的极性从负切换成正的定时。

如以上所示使变换器2动作，从而可进行高效率动作。

图7是同步整流时的电源电压、电路电流、mosfet的驱动脉冲的波形图。

图7的第1图表表示交流电源电压vs的瞬时值vs的波形，第2图表表示电路电流is的波形。图7的第3图表表示mosfet(q1)的驱动脉冲波形，第4图表表示mosfet(q2)的驱动脉冲波形。

如图7的第1图表所示，交流电源电压vs的瞬时值vs是大致正弦波状的波形。

如图7的第3图表所示，mosfet(q1)的驱动脉冲是在交流电源电压vs的极性为正时，成为h电平(level)，为负时，成为l电平。

如图7的第4图表所示，mosfet(q2)的驱动脉冲与mosfet(q1)的驱动脉冲反向，当交流电源电压vs的极性为正时，成为l电平，为负时，成为h电平。

如图7的第2图表所示，电路电流is在交流电源电压vs到达预定振幅的情况下，即交流电源电压vs相对直流电压vd较大时流通。

《高速开关动作》

接着说明进行直流电压vd的升压与功率因素的改善的高速开关动作。此时从交流电源vs输入的电力比其他模式多。另一方面，在高速开关动作中，由于开关次数多而进行较多短路动作，因此提高变换器2的直流电压的升压能力及高次谐波成分的抑制效果与其他模式相比，成为最高。

在该动作模式中，以某开关频率，将mosfet(q1、q2)进行开关控制，经由电抗器l1，使电路短路(以下称为功率因素改善动作)，使短路电流(以下称为功率因素改善电流)在电路通流，由此进行直流电压vd的升压与功率因素的改善。首先，说明使功率因素改善电流通流时的动作。

若以交流电源电压vs为正的循环进行同步整流，电流流通如图5所示，关于mosfet(q1、q2)的动作，如前所述。此时，如图7的第2图表所示，相对电源电压，电路电流is变形。这是由电流流通的定时仅在直流电压vd相对交流电源电压vs较小时、及电抗器l1的特性所产生的。

因此，经多次使电路通流功率因素改善电流，使电路电流is接近正弦波，藉此进行功率因素的改善，降低高次谐波电流。

图8是是表示交流电源电压vs为正极性的情况下，进行了功率因素改善动作时流至电路的电流路径的图。

短路电流isp的路径是交流电源vs→电抗器l1→mosfet(q2)→二极管d2→交流电源vs的顺序。此时，在电抗器l1中蓄积以下式(1)所示的能量。通过将该能量放出至平滑电容器c1，直流电压vd升压。

【式1】

以交流电源电压vs为负的循环进行同步整流时的电流流通如图6所示，关于mosfet(q1、q2)的动作，如前所述。

图9是表示在交流电源电压vs为负极性的情况下，进行功率因素改善动作时流至电路的电流路径的图。

电流的路径是成为交流电源vs→二极管d1→mosfet(q1)→电抗器l1→交流电源vs的顺序。此时，也如前所述在电抗器l1蓄积能量，通过该能量直流电压vd升压。

图10是在进行部分开关动作(2发射(shot))的情形下，电源电压、电路电流、mosfet的驱动脉冲的波形图。

图10的第1图表表示交流电源电压vs的瞬时值vs的波形，第2图表表示电路电流is的波形。图10的第3图表表示mosfet(q1)的驱动脉冲波形，第4图表表示mosfet(q2)的驱动脉冲波形。

如图10的第1图表所示，交流电源电压vs的瞬时值vs是大致正弦波状的波形。

如图10的第3图表所示，mosfet(q1)的驱动脉冲在交流电源电压vs的极性为正时，成为h电平，此外以预定时序，成为2次l电平的脉冲。当交流电源电压vs的极性为负时，成为l电平，此外以预定时序，成为2次h电平的脉冲。

如图10的第3图表所示，mosfet(q2)的驱动脉冲与mosfet(q1)的驱动脉冲反向。这是因为组合进行了功率因素改善动作与同步整流。例如若交流电源电压vs为正的极性，mosfet(q2)接通来进行功率因素改善动作。之后在mosfet(q1)断开后，mosfet(q2)接通的区间为同步整流动作。如上所示，组合功率因素改善动作与同步整流动作，从而可一边进行功率因素改善一边进行高效率动作。

如图10的第2图表所示，电路电流is在交流电源电压vs为正极性且mosfet(q2)的驱动脉冲为h电平时上升，当交流电源电压vs为负极性且mosfet(q1)的驱动脉冲成为h电平时上升。由此，功率因素获得改善。

例如若交流电源电压vs为正，功率因素改善动作中的电流路径如图8所示。mosfet(q2)关闭而mosfet(q1)接通而切换成同步整流动作时的电流路径如图5所示。

另外，也可将该功率因素改善动作与前述的二极管整流动作加以组合。即，若交流电源电压vs为正的极性，功率因素改善动作中的电流路径如图8所示。mosfet(q2)关闭后，寄生二极管d3接通而切换成二极管整流动作时的电流路径如图3所示。

图11是在进行高速开关的情况下，电源电压、电路电流、mosfet的驱动脉冲的波形图。

图11的第1图表表示交流电源电压vs的瞬时值vs的波形，第2图表表示电路电流is的波形。第3图表表示mosfet(q1)的驱动脉冲波形，第4图表表示mosfet(q2)的驱动脉冲波形。

如第1图表所示，交流电源电压vs的瞬时值vs是大致正弦波状的波形。

在高速开关动作中，例如若电源电压为正的极性，在功率因素改善动作时，将mosfet(q2)设为接通、将mosfet(q1)设为断开状态，由此使功率因素改善电流isp通流。接着，将mosfet(q2)设为断开状态，将mosfet(q1)设为接通状态。如上所示，按照功率因素改善动作的有无来切换mosfet(q1、q2)的接通、断开，是因为进行了同步整流。在高速开关动作中，若使用例如微电脑的中断等，有关变换器2的控制的微电脑运算负荷与其他模式相比，成为最大。

但是，为了单纯进行高速开关动作，若将mosfet(q1，q2)以互补且以一定频率进行开关动作即可。如上所示的高速开关动作仅输出一定频率的脉冲信号，因此有关变换器2的控制的微电脑运算负荷与其他模式相比，成为较小。

以上，针对将高速开关与同步整流加以组合来实施的情形进行了说明。另外，也可如前所述将高速开关与二极管整流组合。即，若交流电源电压vs为正的极性，将mosfet(q1)始终设为断开的状态下，仅使mosfet(q2)进行高速开关。即使如上所示进行控制，也可获得功率因素的改善效果。

《部分开关动作》

如前所述，通过进行高速开关动作，可将电路电流is成形为正弦波，可确保高功率因素。但是，开关频率越大，开关损耗越大。

电路的输入越大，高次谐波电流也越增大，因此尤其难以满足高阶的高次谐波电流的规制值，因此输入电流越大，越需要确保高功率因素。相反地，若输入小，高次谐波电流也变小，因此有不需要所需以上地确保功率因素的情形。即，换言之，通过一边按照负荷条件考虑效率一边确保最佳的功率因素，来降低高次谐波电流即可。

因此，在一边抑制开关损耗的增大一边改善功率因素的情况下，进行部分开关动作即可。部分开关动作时从交流电源vs输入的电力比整流动作时的电力多，而且比高速开关动作时的电力少。该部分开关动作时，控制器5在预先设定的定时输出脉冲，因此使用微电脑的dtc(datatransfercontrol，数据传输控制)功能。dtc功能是指在预先设定的定时，输出预定图案的脉冲的硬件功能。通过dtc功能，不会受到因微电脑的软件运算所致的迟延的影响，可以在正确的定时输出预定图案的脉冲。本实施方式的微电脑中，仅2信道份具有dtc功能。

部分开关动作并非如高速开关动作那样以预定频率进行功率因素改善动作，而是在交流电源电压vs的半循环中，以预定相位进行多次功率因素改善动作，由此进行直流电压vd的升压与功率因素的改善的动作模式。与高速开关动作的情形相比，可以降低mosfet(q1、q2)的开关次数少的量所对应的开关损耗。以下使用图12，进行部分开关动作的说明。

图12是说明部分开关的概要的图。

图12的第1图表表示交流电源电压vs的瞬时值vs，第2图表表示电路电流is。图12的第3图表表示mosfet(q2)的驱动脉冲，第4图表表示mosfet(q1)的驱动脉冲。

如图12的第1图表所示，交流电源电压vs的瞬时值vs是大致正弦波状。

图12的第2图表的点划线将理想的电路电流is表示为大致正弦波状。此时，功率因素最能被改善。

在此例如若考虑理想电流上的点p1，将在该点的斜率设为di(p1)/dt。接着，由电流为零的状态，将mosfet(q2)经由时间ton1_q2而设为接通时的电流的斜率设为di(ton1_q2)/dt。此外，经由时间ton1_q2设为接通后，经由时间toff_q2设为断开时的电流的斜率设为di(toff1_q2)/dt。此时控制成di(ton1_q2)/dt与di(toff1_q2)/dt的平均值与点p1中的斜率di(p1)/dt成为相等。

接着，与点p1同样地，将在点p2的电流的斜率设为di(p2)/dt。接着，将mosfet(q2)经由时间ton2_q2而呈接通时的电流的斜率设为di(ton2_q2)/dt，经由时间toff2_q2而呈断开时的电流的斜率设为di(toff2_q2)/dt。与点p1的情形同样地，di(ton2_q2)/dt与di(toff2_q2)/dt的平均值与点p2中的斜率di(p2)/dt成为相等。以下反复进行这些。此时，mosfet(q2)的开关次数越多，可越近似于理想的正弦波。

另外，之所以如上所示将mosfet(q1)与mosfet(q2)的开关互补地进行切换，是因为将部分开关动作与同步整流动作加以组合而实施。

另外，也可视情形，将部分开关动作与二极管整流动作加以组合而实施。

《控制模式的切换》

本发明的变换器2可实施二极管整流控制、同步整流控制、部分开关控制、及高速开关控制。例如，根据所使用的机器，有时高效率化优先的区域、升压与功率因素改善优先的区域等所要求的性能根据负荷条件而改变。因此，将实施前述4个控制的模式，根据预先决定的阈值信息选择性进行切换，由此可更适当地兼顾高效率化与高次谐波电流的降低。

图13是说明从部分开关切换成高速开关前的电流波形的图。该图13示意性地表示部分开关控制时的交流电源电压vs的瞬时值vs与输入电流is。

图14是说明从部分开关切换成高速开关后的电流波形的图。该图14示意性地表示切换成高速开关控制时的交流电源电压vs的瞬时值vs与输入电流is。此时的电流is的峰值小于图13所示的电流is的峰值。如上所示调整接通时间来进行切换，从而可抑制直流电压vd的变动。这是相对部分开关，高速开关时功率因素良好，因此电流较小。即，这是因为若以与部分开关的电流振幅成为相同的方式进行切换，则直流电压vd会被过度升压。因此，可抑制直流电压vd的变动。

同样地，当由高速开关切换成部分开关时，与刚才相反地，以电流的振幅变大的方式调整接通时间来进行切换，由此相反地可防止直流电压vd降低。

并且，各控制的切换是在电源电压零交叉的定时进行，从而可稳定地进行控制的切换。

图15是表示逆变器3a的电路构成的图。

图15表示本实施方式的pwm(pulsewidthmodulation，脉冲宽度调制)控制方式的电力转换装置1所具备的逆变器3a的电路构成。电力转换装置1通过由以pwm控制进行驱动的三相逆变器所成的逆变器3a，以向量控制驱动作为永磁同步电动机的电动机4a。在该情形下，在逆变器3a的脉冲信号设置相脉冲停止区间(即开相区间)来进行控制。另外，逆变器3b构成为与逆变器3a相同，因此省略其说明。

《逆变器的电路构成》

如图15所示，电力转换装置1具备：逆变器3a、相电流检测部15a、及负荷控制部19a。该逆变器3a在将直流电力转换成3相的交流电力时，可进行将电动机电流的零交叉附近的开关设为断开的间歇通电。相电流检测部15a检测流至连接于该逆变器3a的作为交流电动机的电动机4a的电动机电流。负荷控制部19a根据由相电流检测部15a检测到的相电流信息(电流)α，使用进行pwm控制的脉冲信号，进行向量控制。逆变器3a具备：栅极(gate)驱动器32、及电力转换电路31所构成。

栅极驱动器32是根据来自脉冲控制部193的脉冲信号γ，发生被供给至电力转换电路31的各igbt(insulatedgatebipolartransistor，绝缘栅双极型晶体管)的栅极信号。

电力转换电路31由igbt与二极管以反向作并联连接的开关元件q3～q8构成。该电力转换电路31具备由u相、v相、w相所成的三相构成的开关引脚(switchingleg)构成，使用由脉冲控制部193输出的脉冲信号γ，将直流电力转换成交流电力。

u相的开关引脚在正极与负极间串联连接开关元件q3、q4而构成。开关元件q3的集电极(collector)连接于正极，开关元件q3的发射极(emitter)连接于开关元件q4的集电极。开关元件q4的发射极连接于负极。开关元件q3的发射极与开关元件q4的集电极的连接节点连接于电动机4a的u相线圈。另外，将开关元件q3的发射极与开关元件q4的集电极的连接节点的电压设为电压vu，将流至电动机4a的u相线圈的电流设为u相交流电流iu。

开关元件q3的栅极被施加由栅极驱动器32输出的脉冲信号gpu+。开关元件q4的栅极被施加由栅极驱动器32输出的脉冲信号gpu-。

v相的开关引脚在正极与负极间串联连接开关元件q5、q6而构成。开关元件q5的集电极连接于正极，开关元件q5的发射极连接于开关元件q6的集电极。开关元件q6的发射极连接于负极。开关元件q5的发射极与开关元件q6的集电极的连接节点连接于电动机4a的v相线圈。

开关元件q5、q6的栅极分别被施加由栅极驱动器32输出的脉冲信号。

w相的开关引脚在正极与负极间串联连接开关元件q7、q8而构成。开关元件q7的集电极连接于正极，开关元件q7的发射极连接于开关元件q8的集电极。开关元件q8的发射极连接于负极。开关元件q7的发射极与开关元件q8的集电极的连接节点连接于电动机4a的w相线圈。

开关元件q7、q8的栅极分别被施加由栅极驱动器32输出的脉冲信号。

此外，负荷控制部19a包含：脉冲控制部193、向量控制部191、及脉冲停止控制部192。向量控制部191是使用在相电流检测部15a被检测到的相电流信息α，进行向量控制，且算出施加电压指令v*。脉冲控制部193对栅极驱动器32供给根据施加电压指令(指令电压)v*所控制的脉冲信号γ，进行pwm控制。脉冲停止控制部192根据由向量控制算出的电流的相位信息(电流相位)ζ，生成相脉冲停止控制信号(脉冲停止控制信号)β。相脉冲停止控制信号(脉冲停止控制信号)β是在电流零交叉附近，使相脉冲停止区间(开相区间)δ的脉冲信号γ停止的信号，且被输出至脉冲控制部193。控制器5在预先设定的定时输出相脉冲停止控制信号(脉冲停止控制信号)β，因此使用微电脑的dtc功能。

在此，向量控制部191例如非专利文献1(坂本等，「家電機器向け位置センサレス永久磁石同期モータの簡易ベクトル制御」电学论d、vol.124卷11号(2004年)pp.1133-1140)、非专利文献2(户张等，「戸張他、「高速用永久磁石同期モータの新ベクトル制御方式の検討」电学论d、vol.129卷1号(2009年)pp.36-45)的记载那样，可使用检测逆变器输出电流来进行3相-2相转换(dq转换；direct-quadrature转换)，反馈至控制系统，再次进行2相-3相转换来驱动逆变器3a的一般的向量控制来实现，关于控制方式，并非是特定的。因此，向量控制部191的动作由于是公知技术，故省略详细说明。

《通常动作时的波形》

在此，为使基于负荷控制部19a的间歇通电动作时的pwm控制明确化，使用图16，说明通常动作时的pwm控制。图16是表示在通常动作时流至交流电动机3的交流电压、交流电流及脉冲信号的关系的波形图，横轴表示电压相位、纵轴表示电压、电流及脉冲信号的各水平(level)。

通常动作时，负荷控制部19a(参照图15)在脉冲控制部193中，如图16的第1图表所示，将pwm载波信号与施加电压指令v*进行比较而生成pwm脉冲信号。此外，该施加电压指令v*的指令值是根据在相电流检测部15a检测到的相电流信息α而在向量控制部191进行运算而得到的。在此，基于相电流检测部15a的相电流信息α的取得，例如也可以如日本特开2004-48886号公报的图1的所示，通过ct(currenttransformer：电流变压器)来直接检测交流输出电流，也可如该公报的图12的所示，通过分路电阻取得直流母线的电流信息，根据该电流信息而使相电流重现的方式。

接着，使用图16，详加说明在通常动作时由逆变器3a(参照图15)供给至电动机4a(参照图15)的交流电压及交流电流与脉冲信号的关系。图15的第1图表表示pwm载波信号与施加电压指令v*，表示u相施加电压指令vu*作为代表。在此，θv是表示以u相为基准的电压相位。

在pwm控制方式中，脉冲控制部193如图16的第1图表所示，根据u相施加电压指令vu*与三角波载波信号(pwm载波信号)，生成图16的第3图表所示的脉冲信号gpu+、gpu-，将这些脉冲信号gpu+、gpu-输出至栅极驱动器32，以驱动电力转换电路31。另外，脉冲信号gpu+被施加至u相上侧的开关元件q3的栅极。脉冲信号gpu-被施加至u相下侧的开关元件q4的栅极。即，脉冲信号gpu+、gpu-形成为正负(1，0)为相反的信号。

通过该脉冲信号gpu+、gpu-，电力转换电路31进行pwm控制，由此在电动机4a流通图16的第2图表所示那样的u相交流电流iu。在此，表示电压与电流的相位差。

此外，在向量控制部191中，根据包含u相交流电流iu的相电流信息α，进行向量控制，由此进行电压的振幅及电压与电流的相位差的控制。

如图16所示，在通常动作时的pwm控制中，电压/电流的一周期的期间始终进行开关动作来进行180度通电，相较于存在开关动作停止的期间的120度通电方式、150度通电方式开关次数较多。因此，在180度通电中，由这些引起的开关损耗增多。

《间歇通电动作时的波形》

图17是表示间歇通电动作时的在电动机4a流通的交流电压、交流电流及脉冲信号与相脉冲停止控制信号的关系的波形图，横轴表示电压相位，纵轴表示电压、电流、脉冲信号及开相控制信号(相脉冲停止控制信号)的各电平(level)。即，图17是与图16的通常动作时的波形图作对比而示出的间歇通电动作时的波形图。

脉冲停止控制部192如图17的第4图表所示，以通过向量控制所控制的电流相位的零交叉点为基准，在相位与相位中，如下列式(2)所示，在相脉冲停止区间(开相区间)δ的期间，对脉冲控制部193输出连同脉冲信号gpu+、gpu-一起停止开关的相脉冲停止控制信号(开放相控制信号)β。该相脉冲停止控制信号β在连同脉冲信号gpu+、gpu-一起停止开关的情况下输出“0”，在未使开关停止地进行pwm控制方式的开关的情况下输出“1”。

【式2】

即，由式(2)可知，当将设为电压与电流的相位差、δ设为相脉冲停止区间(开相区间)时，以u相为基准的电压相位θv为时及时，停止基于脉冲信号gpu+及gpu-的开关。接着，除此之外时，进行基于脉冲信号gpu+及gpu-的开关。

因此，来自脉冲控制部193的输出状态在相脉冲停止控制信号β的相脉冲停止区间δ，脉冲信号gpu+、gpu-均成为断开(off)。因此，从脉冲控制部193如图17的第3图表所示，输出在相脉冲停止区间δ呈停止的脉冲信号的信号串。换言之，在电压及电流的一周期的期间经由2次设定相脉冲停止区间(开相区间)δ。另外，若为本实施方式的构成，成为对象的pwm控制的调制方式并非仅为正弦波pwm控制方式，即使在二相调制型pwm控制方式、三次谐波加算型pwm控制方式中，也可设置同样的相脉冲停止区间δ。

如上所示，设有通过脉冲停止控制部192来停止开关动作的期间的脉冲信号gpu+、gpu-，在开关停止区间与开关动作区间，成为未以施加电压相位及交流电动机4的感应电压相位为基准而设置的形状。即，脉冲信号gpu+、gpu-的开关停止区间与开关动作区间设定为以电流相位的零交叉点为基准。

换言之，通常动作时，由于是以感应电压的电压相位为基准的脉冲信号，因此如图16的第3图表所示，脉冲信号串在电压的零交叉点的前后，形成为开关占空比(on/offduty)成为对称的形状。但是，在间歇通电动作时，以电流相位为基准而设有相脉冲停止区间δ(即，并非为以电压相位为基准的脉冲信号)，因此如图17的第3图表所示，在电压的零交叉点的前后，脉冲信号串的开关占空比并未形成为对称。即，在本实施方式中，在电流的零交叉点的前后，脉冲信号串的开关占空比成为非对称。

这样，间歇通电动作时，在包含电流的零交叉点的区间设有相脉冲停止区间δ，因此如图17的第3图表所示，以相脉冲停止区间δ为中心的前后的脉冲信号串a及b成为非对称的形状。由此，若在包含电流的零交叉点的区间设有相脉冲停止区间δ，则通过观测相脉冲停止区间δ的前后的脉冲信号是否为非对称，可轻易判别是否适用了本实施方式的间歇通电动作。

《基于实机的驱动时的波形》

图18是表示驱动了具备本实施方式的逆变器3a的实机时的u相电压、u相电流、及脉冲信号的关系的波形图，横轴表示电压相位、纵轴表示电压、电流、及脉冲信号的各水平。即，图18表示通过基于第1实施方式的在包含电流的零交叉点的近傍设有相脉冲停止区间的方法，在二相调制型pwm控制方式中，设定相脉冲停止区间来驱动了实机时的电压、电流及脉冲信号。

图18的第1图表表示电力转换电路31的u相端子电压vun，图18的第2图表表示在交流电动机3流通的u相交流电流iu。图18的第3图表表示脉冲信号gpu+，图18的第4图表表示脉冲信号gpu-。

如图18的第3图表所示，在被点划线所夹的区间(以δ显示)，脉冲信号gpu+、gpu-的开关信号均成为断开，可确认设定有相脉冲停止区间δ。此外，由于设定有相脉冲停止区间δ，因此在以点划线所夹的区间，也可一并确认u相交流电流iu成为零。

《基于间歇通电动作的效果》

图19是表示基于逆变器3a的间歇通电动作的对相脉冲停止区间(开相区间)δ的电力转换电路损耗、电动机损耗及将这些合计后的综合损耗的关系的特性图。该特性图中，横轴表示相脉冲停止区间(开相区间)δ，纵轴表示损耗。即，图19示出了通过脉冲停止控制部192设定的相脉冲停止区间δ与逆变器3a的损耗、交流电动机(电动机4a)的损耗及将这二个损耗合计后的综合损耗的特性。

如图19所示，随着加大相脉冲停止区间δ，开关次数降低，因此本实施方式的逆变器3a的损耗(电力转换电路损耗)因这些而降低。此外，因设置相脉冲停止区间δ，电流的高次谐波成分增加，因此电动机4a(交流电动机)的损耗(电动机损耗)因这些而增大。并且，由于相脉冲停止区间δ变大，电流的高次谐波成分的增加变得显著，因此由这些引起的电动机4a(交流电动机)的损耗(电动机损耗)的增加也变得显著。因此，如图19所示，存在将这二个损耗(电力转换电路损耗与电动机损耗)相加后的综合损耗成为最少的相脉冲停止区间δopt。通过将相脉冲停止区间δ设定为该相脉冲停止区间δopt，可使电力转换装置1的全体损耗降低。

如以上说明所示，通过使用脉冲停止控制部192，可使进行pwm控制的脉冲信号的开关次数降低。换言之，若以软件构成通过微电脑控制所进行的脉冲停止控制部192，则逆变器3a的构成并未改变，且无须追加新颖硬件而可达成电力转换装置1的高效率化。此外，由于在电动机4a的电流的零交叉附近使开关动作停止，因此可对150度通电方式抑制转矩脉动增加。

图20是本实施方式中的空调机a的室内机100、室外机200、及遥控器re的主视图。

如图20所示，空调机a是冷冻空调机器的一种，被称为所谓的房间空调机。空调机a具备：室内机100、室外机200、遥控器re、图1所示的变换器2、及逆变器3a、3b。室内机100与室外机200通过冷媒配管300相连接，通过公知的冷媒循环，将设置有室内机100的室内进行空调。此外，室内机100与室外机200经由通信电缆(未图标)彼此收发信息。此外，在室外机200以配线(未图示)相连而经由室内机100供给有交流电压。电力转换装置1(参照图1)被配备在室外机200，将由室内机100侧供给的交流电力转换成直流电力。

遥控器re由使用者操作，对室内机100的遥控器收发部q发送红外线信号。该红外线信号的内容是运转请求、设定温度的变更、定时器、运转模式的变更、停止请求等指令。空调机a根据这些红外线信号的指令，进行制冷模式、暖气模式、除湿模式等空调运转。此外，室内机100从遥控器收发部q向遥控器re发送室温信息、湿度信息、电费信息等数据。

以下说明装载于空调机a的电力转换装置1的动作流程。电力转换装置1进行基于高效率动作与功率因素的改善的高次谐波电流的降低与直流电压vd的升压，再次转换成交流而驱动电动机4a、4b。作为变换器2的动作模式，如前所述，具备：二极管整流动作、同步整流动作、高速开关动作、部分开关动作这4个动作模式。

负荷h是空调机a的逆变器3a、3b与电动机4a、4b。若该负荷小且必须进行效率重视的运转，则也可以使变换器2以同步整流模式进行动作。

若负荷变大且必须确保升压与功率因素，则使变换器2进行高速开关动作即可。此外，如空调机a额定运转时那样，作为负荷，虽然没有那么大，但是必须确保升压或功率因素的情况下，使其进行部分开关动作即可。另外，部分开关与高速开关时，也可组合二极管整流与同步整流的任一方。

图21是说明切换变换器2的动作模式与逆变器3a、3b的动作模式的方式的概要图。

将电源电压转换成直流电压的变换器2使用以下3个动作模式，进行整流/升压动作。

整流动作是未进行短路动作而仅进行整流动作的动作模式，此时从交流电源vs输入的电力比其他模式低。整流动作时，由于开关次数少，因此变换器2的转换效率与其他模式相比，成为最高。在整流动作中，有关变换器2的控制的微电脑运算负荷与其他模式相比，成为最小。

部分开关动作是在电源1周期交替进行多次(1～10次)的短路动作与整流动作的动作模式。此时从交流电源vs输入的电力比整流动作时的电力高，且比高速开关动作时的电力低。该部分开关动作时，控制器5在预先设定的定时输出脉冲，因此使用微电脑的dtc功能。

高速开关动作是以pwm周期(数khz以上)交替进行短路动作与整流动作的动作模式。此时从交流电源vs输入的电力比其他模式多。另一方面，在高速开关动作中，由于开关次数多，进行较多短路动作，因此提高变换器2的直流电压的升压能力及高次谐波成分的抑制效果与其他模式相比，成为最高。在高速开关动作中，有关变换器2的控制的微电脑运算负荷与其他模式相比，成为最大。

在本实施方式中，若输出低，即以apf(annualperformancefactor：全年能源消耗效率)基准为中间条件时，变换器2进行整流动作。若输出为中程度，即以apf基准为额定条件时，变换器2进行部分开关动作。

若输出高，即以apf基准为低暖能力条件时，变换器2进行高速开关动作。由此，变换器2将直流电压升压，且可高效率地驱动永磁电动机。

控制器5在逆变器3a、3b有二个的情况下，使变换器2的升压动作与逆变器3a、3b的间歇通电动作连动地动作。间歇通电动作在输出低的情况下，效率提升效果高，因此若输出小时使其进行动作，可获得使效率提升的效果。但是，为了在预先设定的定时输出脉冲，使用微电脑的dtc功能。因此，由于微电脑所具有的dtc功能的信道数的制约，需要决定是否使逆变器3a、3b进行间歇通电动作、及是否使变换器2进行部分开关动作。

在本实施方式中，如图21所示，将变换器2的动作模式与逆变器a(逆变器3a)及逆变器b(逆变器3b)的间歇通电动作的有无加以组合。

若输出低，控制器5使用2信道的dtc功能而使逆变器3a、3b进行间歇通电动作，使变换器2进行整流动作。

若输出为中程度，控制器5使用1信道的dtc功能，使逆变器3a、3b的中任一个进行间歇通电动作，使用1信道的dtc功能，使变换器2进行部分开关动作。

若输出高，控制器5使逆变器3a、3b进行通常动作，且使变换器2进行高速开关动作。此时控制器5并未使用dtc功能。

如上所示，控制器5使变换器2的升压动作与逆变器3a、3b的间歇通电动作连动，而按照输入高效率地驱动永磁同步电动机。

《变形例》

本发明包含各种变形例，而并不限定于上述实施方式。例如上述实施方式是为了易于理解本发明而进行详细说明，并不是限定必定具备所说明的全部构成。可将某实施方式的构成的一部分置换成其他实施方式的构成，也可在某实施方式的构成加上其他实施方式的构成。此外，对于各实施方式的构成的一部分，也可进行其他构成的追加、删除、置换。

上述各构成、功能、处理部、处理方法等的一部分或全部，也可以例如通过集成电路等硬件来实现。上述各构成、功能等也可解释处理器实现各个功能的程序来执行，而以软件来实现。实现各功能的程序、表格、文档等信息可置放在内存、硬盘、ssd(solidstatedrive，固态硬盘)等记录装置、或闪存卡、dvd(digitalversatiledisk，数字通用磁盘)等记录媒体。

在各实施方式中，控制线、信息线表示认为说明上必要的部分，但在产品上并不一定必须表示全部的控制线、信息线。实际上，也可以认为几乎全部的结构相互连接。

作为本发明的变形例，例如有以下的(a)～(c)。

(a)构成上述实施方式的控制器的微电脑使用dtc功能而使逆变器进行间歇通电动作，使变换器进行部分开关动作。但是，并非局限于此，微电脑若具备dmac(directmemoryaccesscontroller，直接存储器存取控制器)功能，则也可使用该dmac功能而使逆变器进行间歇通电动作，使变换器进行部分开关动作。

(b)逆变器并非局限于2台，也可为1台或3台以上。

(c)变换器并未限定，也可以是在二极管的整流电桥的后段设有电抗器与开关元件的构成。

符号说明

1：电力转换装置

10：桥式整流电路

11：电流检测部

12：增益控制部

13：交流电压检测部

14：零交叉判定部

15：相电流检测部

15a：相电流检测部

15b：相电流检测部

16：升压比控制部

17：直流电压检测部

18：变换器控制部

19：负荷控制部

19a：负荷控制部

19b：负荷控制部

191：向量控制部

192：脉冲停止控制部

193：脉冲控制部

2：变换器

3a、3b：逆变器

31：电力转换电路

32：栅极驱动器

4a、4b：电动机

5：控制器

l1：电抗器

c1：平滑电容器

d1～d4：二极管

q1、q2：mosfet

q3～q8：开关元件

vs：交流电源

h：负荷

a：空调机(冷冻空调机器)

100：室内机

200：室外机

re：遥控器

q：遥控器收发部

300：冷媒配管。