电动机驱动装置的制作方法

本发明涉及一种电动机驱动装置。

背景技术：

用于车辆用空调的鼓风机电动机等的无刷dc电动机(以下，简称为“电动机”)的控制装置使逆变器电路生成与目标转速对应的占空比的电压，并将生成的电压向电动机线圈施加。

逆变器电路40包含开关元件，通过使开关元件接通或断开以将电源的直流电压调制成脉冲状的波形并进行电压调节的pwm(pulsewidthmodulation：脉冲宽度调制)，生成向电动机的线圈施加的电压。但是，存在随着pwm的控制而从电动机产生噪声的情况。

对于抑制由pwm引起的噪声，依次改变由pwm生成的电压的波形的一个周期的扩频是有效的。为了改变电压的波形的一个周期，对与用于使开关元件接通或断开的pwm信号的生成相关的载波频率进行改变。通过改变载波频率，使起因为pwm的来自电动机的噪声每隔短时间地变化并以相同的方式扩散，从而使来自电动机的噪声降低。

即使电压的波形的一个周期改变，只要开关元件接通而产生的一个脉冲时间相对于电压的波形的一个周期的比例即占空比相同，理论上，施加于电动机的线圈的电压的有效值也不会发生变化。图8a、8b分别表示pwm的一个周期较长和较短的情况，但由于占空比均是x％，因此，施加于电动机的线圈的电压的有效值理论上相同。

在日本专利特开2013-62933号公报中，公开了一种电动压缩机的发明：当根据信号波和载波生成pwm信号时，利用扩频将pwm信号的载波频率随机切换。

技术实现要素：

发明所要解决的技术问题

然而，在日本专利特开2013-62933号公报记载的技术中，需要另外的扩频专用的集成电路，导致需要安装的零件增加，从而存在产品的制造成本升高这样的问题。此外，为了安装扩频专用的集成电路，需要改变电动机驱动装置的电路，存在为了改变电路而耗费时间、工夫这样的问题。

本发明的实施方式鉴于上述情况而作，其目的在于提供一种电动机驱动装置，不需要改变现有电路，就能依次改变pwm的载波频率。

解决技术问题所采用的技术方案

为解决上述技术问题，本发明包括：驱动部，上述驱动部包含通过脉冲宽度调制信号分别被接通或断开控制的多个开关元件，利用与上述多个开关元件的接通或断开状态对应的驱动电压来驱动电动机；以及控制部，上述控制部以规定周期反复动作，当动作开始时，基于从各自频率不同的多个预先确定的信号中选出的信号和指令信号，生成脉冲宽度调制信号，使用生成的脉冲宽度调制信号，对上述驱动部的上述多个开关元件的接通或断开状态进行控制。

上述电动机驱动装置以按照从预先确定的多个频率的信号中选出的一个频率的周期，生成基于指令信号的脉冲宽度调制信号。通过改变控制部的程序，可以进行从预先确定的频率中选择一个频率的信号的处理，因此，不需要改变现有电路，就能依次改变pwm的载波频率。

此外，本发明中，上述控制部反复进行以下操作：从上述多个预先确定的信号中，以不重复的方式按顺序选择一个信号，在选出上述多个预先确定的信号的最后一个后，从最初选出的信号开始，以不重复的方式，按顺序选择一个信号。

通过改变控制部的程序，从而可以进行避免频率重复地从多个信号中选择一个信号的处理。因此，根据上述电动机驱动装置，不需要改变现有电路，就能依次改变pwm的载波频率。

此外，本发明中，上述控制部从上述多个预先确定的信号中随机选择一个信号。

通过改变控制部的程序，从而可以进行从多个信号中随机选择一个信号的处理。因此，根据上述电动机驱动装置，不需要改变现有电路，就能依次改变pwm的载波频率。

此外，本发明中，上述控制部将上述多个预先确定的信号中的一个信号确定为基准信号，以使采用基于上述基准信号以外的信号的脉冲宽度调制信号而生成的驱动电压与采用基于上述基准信号的脉冲宽度调制信号而生成的驱动电压相同的方式，对基于上述基准信号以外的信号而生成的脉冲宽度调制信号进行修正。

根据上述电动机驱动装置，通过改变pwm的载波频率，即使在施加于电动机的电压的有效值发生变化的情况下，由于可以将与基准频率的pwm相同的电压向电动机施加，因此，能顺畅地控制电动机的旋转。

此外，本发明中，上述控制部以使基于上述基准信号的脉冲宽度调制信号与基于上述基准信号以外的信号的脉冲宽度调制信号的、将滞后时间的影响排除了的各实际值相同的方式，对基于所述基准信号以外的信号的脉冲宽度调制信号进行修正。

根据上述电动机驱动装置，即使在因滞后时间的影响而使当pwm的载波频率改变时施加于电动机的电压的有效值发生变化的情况下，由于可以将与基准频率的pwm相同的电压向电动机施加，因此，能顺畅地控制电动机的旋转。

此外，本发明中，包括对上述电动机的转速进行检测的转速检测部，上述控制部为了将上述指令信号表示的目标转速与由上述转速检测部检测到的上述电动机的实际转速之间的偏差消除，对上述电动机的驱动电压进行计算。

根据上述电动机驱动装置，通过将指令信号表示的转速与电动机的实际转速之间的偏差消除的pi控制(proportional-integralcontroller：比例积分控制器)，对驱动电压进行计算，从而能根据电动机的实际转速对电动机的转速进行控制。

附图说明

图1是表示使用了第一实施方式的电动机驱动装置的电动机单元的结构的示意图。

图2是表示第一实施方式的电动机驱动装置的概略的图。

图3是第一实施方式的电动机驱动装置的功能框图。

图4是表示第一实施方式的电动机驱动装置的pi占空比计算部中的pi占空比计算处理的一个示例的流程图。

图5a是表示当载波频率为f1khz时的pwm信号的说明图。

图5b是表示当载波频率为f3khz时的pwm信号的说明图。

图6是第二实施方式的电动机驱动装置的功能框图。

图7是表示在第二实施方式中，对载波频率为f1khz时的pwm信号进行修正的一个示例的示意图。

图8a是表示pwm的一个周期较长的情况的说明图。

图8b是表示pwm的一个周期较短的情况的说明图。

具体实施方式

[第一实施方式]

图1是表示使用了本实施方式的电动机驱动装置20的电动机单元10的结构的示意图。作为一个示例,图1的本实施方式的电动机单元10是用于车载空调的送风的、所谓的鼓风机电动机单元。

本实施方式的电动机单元10是在定子14的外侧设置有转子12的、外转子结构的三相电动机。定子14是在铁芯构件卷绕有导线的电磁体，构成为u相、v相、w相这三相。在定子14的u相、v相、w相中，分别通过后述的电动机驱动装置20的控制来切换电磁体产生的磁场的极性，从而产生所谓的旋转磁场。

在转子12的内侧(未图示)设置有转子磁铁，通过使转子磁铁与定子14产生的旋转磁场对应，从而使转子12旋转。在转子12中设置有轴16，与转子12一体旋转。虽在图1中未图示，但在本实施方式中，在轴16上设置有所谓的西洛克风扇等多叶片风扇，使该多叶片风扇与轴16一起旋转，从而可以进行车载空调中的送风。

定子14通过上壳体18安装于电动机驱动装置20。电动机驱动装置20包括：电动机驱动装置20的基板22；以及将由基板22上的元件产生的热量散发的散热器24。在构成为包括转子12、定子14及电动机驱动装置20的电动机单元10中，安装有下壳体60。

图2是表示本实施方式的电动机驱动装置20的概略的图。逆变器电路40对向电动机52的定子14的线圈供给的电进行转换。例如，逆变器fet44a、44d对向u相的线圈14u供给的电进行转换，逆变器fet44b、44e对向v相的线圈14v供给的电进行转换，逆变器fet44c、44f对向w相的线圈14w供给的电进行转换。

逆变器fet44a、44b、44c的各漏极经由噪声去除用的扼流线圈46与车载电池80的正极连接。此外，逆变器fet44d、44e、44f的各源极经由防反接fet48与电池80的负极连接。

在本实施方式中，霍尔元件12b对与轴16同轴设置的转子磁铁12a或传感器磁铁的磁场进行检测。微型计算机32基于通过霍尔元件12b检测出的磁场，对转子12的转速和位置(旋转位置)进行检测，从而与转子12的转速和旋转位置对应地对逆变器电路40的转换进行控制。

向微型计算机32输入指令信号，上述指令信号含有来自与空调的开关操作对应而对空调进行控制的空调ecu82的、关于转子12的转速的速度指令值。此外，微型计算机32与分压电路54及电流检测部56连接，上述分压电路54由热敏电阻54a和电阻54b构成，上述电流检测部56设置于逆变器电路40与电池80的负极之间。

构成分压电路54的热敏电阻54a的电阻值根据电路的基板22的温度变化而变化，因此，分压电路54输出的信号的电压会根据基板22的温度变化而变化。微型计算机32基于从分压电路54输出的信号的电压的变化，对基板22的温度进行计算。

电流检测部56包括：电阻值为0.2mω～几ω左右的分流电阻56a；以及放大器56b，上述放大器56b使分流电阻56a的两端的电位差增幅并将与分流电阻56a的电流成比例的电压值作为信号输出，放大器56b输出的信号被输入至微型计算机32的温度保护控制部62。温度保护控制部62基于放大器56b输出的信号，对逆变器电路40的电流进行计算。

在本实施方式中，来自包含热敏电阻54a的分压电路54的信号、电流检测部56输出的信号及霍尔元件12b输出的信号被输入至微型计算机32内的温度保护控制部62。温度保护控制部62基于各输入信号，对基板22的元件的温度和逆变器电路40的电流等进行计算。此外，温度保护控制部62与电源即电池80连接，温度保护控制部62将电池80的电压作为电源电压值进行检测。

来自空调ecu82的指令信号即si信号被输入至微型计算机32内的转速信息部72，从而算出基于si信号的目标转速。在转速信息部72中还输入有霍尔元件12b输出的信号，从而算出转子12的实际转速。转速信息部72将算出的目标转速和实际转速的信息输入至pi占空比计算部74。

pi占空比计算部74根据转速信息部72算出的目标转速和实际转速，通过所谓的pi控制，对将实际转速变为目标转速的情况下向定子14的线圈施加的电压的占空比进行计算。pi占空比计算部74基于目标转速与实际转速的偏差和目标转速下的电压与实际转速下的电压的偏差之间的比例关系，算出目标转速下的电压的占空比。此外，pi占空比计算部74仅在上述比例关系中，在产生有残留偏差的情况下，通过偏差积分来消除上述残留偏差。pi占空比计算部74生成表示算出的占空比的方波信号，并向pwm占空比计算部66输出。

霍尔元件12b输出的信号还被输入至电角度位置信息部76，从而算出转子12的位置。电角度位置信息部76算出的、转子12的位置信息向pwm占空比计算部66输出。

pwm占空比计算部66基于pi占空比计算部74生成的方波信号和电角度位置信息部76算出的转子12的位置信息，生成pwm信号。具体而言，使pi占空比计算部74生成的方波信号的相位与电角度位置信息部76算出的转子12的位置信息同步。pwm占空比计算部66将生成的pwm信号向预驱动器78输出。预驱动器78将输入的pwm信号增幅并制作fet栅极信号，并且向逆变器电路40的逆变器fet44a～44f的各栅极施加。

pwm占空比计算部66算出的pwm信号被输入至温度保护控制部62。温度保护控制部62基于基板22的元件的温度、转子12的转速、电动机52和电动机驱动装置20的电路的载荷，判断pwm占空比计算部66算出的pwm信号的占空比是否合适。温度保护控制部62在pwm占空比计算部66算出的pwm信号的占空比过大的情况下，对pwm信号的占空比进行修正，并向pwm占空比计算部66反馈。电动机和电路的载荷例如是逆变器电路40的电流或电源电压。

此外，温度保护控制部62与存储装置即存储器68连接。存储器68存储有在电动机52和电路处于过载状态的情况下，用于限制占空比的限制值等。

图3是本实施方式的电动机驱动装置20的功能框图。虽未图示，但在转速信息部72中，从空调ecu82输入有转速的指令信号即si信号。目标速度计算部64a根据输入的si信号对电动机52的目标转速进行计算。

电动机52的实际的转速即实际转速是转速信息部72根据霍尔元件12b检测到的传感器磁铁或转子磁铁12a的磁场的信号算出的。转速信息部72算出的实际转速和转速信息部72算出的目标转速一同被输入至pi占空比计算部74。

为了消除转速信息部72算出的目标转速与实际转速之间的偏差，pi占空比计算部74通过pi控制，对向定子14的线圈施加的电压的占空比进行计算。此外，pi占空比计算部74生成具有根据载波频率的周期，且表示通过pi控制算出的占空比的方波信号。

pi占空比计算部74每隔微型计算机32的控制周期对生成方波信号相关的载波频率进行改变。在本实施方式中，pwm信号的载波频率例如在f1khz、f2khz、f3khz、f4khz、f5khz这样五个阶段进行改变。在本实施方式中，为了不使频率重复，从f1khz、f2khz、f3khz、f4khz、f5khz中按顺序选择一个频率的信号。在选出f1khz、f2khz、f3khz、f4khz、f5khz中的最后一个后，反复进行以下选择：从最初选择的频率的信号开始，以不重复的方式，按顺序选择一个频率的信号。

频率改变的方式例如如下：每隔微型计算机32的控制周期，以f1khz→f2khz→f3khz→f4khz→f5khz的方式，从低频到高频按顺序选择并改变。此外，在选择了最高频的频率即f5khz的控制周期的后续的控制周期中，选择最低频的频率即f1khz，然后，再次从低频到高频按顺序进行改变。

也可以以f5khz→f4khz→f3khz→f2khz→f1khz的方式，从高频到低频按顺序选择并改变。此外，在选择了最低频的频率即f1khz的控制周期的后续的控制周期中，选择最高频的频率即f5khz，然后，再次从高频到低频按顺序进行改变。

此外，在选择了最高频的频率即f5khz的控制周期的后续的控制周期中，按从除f5khz以外最高频的频率即f4khz到低频的顺序，选择一个频率，并且在选择了最低频的频率即f1khz的控制周期的后续的控制周期中，按从除f1khz以外最低频的频率到高频的顺序，选择一个频率。

此外，也可以从f1khz、f2khz、f3khz、f4khz、f5khz中，每隔微型计算机32的控制周期随机地选择，来改变频率。

在图3中，pi占空比计算部74选择了f4khz的频率，并且生成表示由pi控制算出的占空比的方波信号。通过pi占空比计算部74生成的方波信号向pwm占空比计算部66输出。

表示pi占空比计算部74通过pi控制算出的占空比的方波信号的生产基于公知技术，使用比较器等电路，对波形是三角波即载波的信号和表示由pi控制算出的占空比的信号进行比较。例如，如果表示占空比的信号比载波的信号小，则使高电平的信号从比较器等电路输出，如果表示占空比的信号比载波的信号大，则使低电平的信号从比较器等电路输出，从而生成具有根据载波频率的周期，且表示通过pi控制算出的占空比的方波信号。

如上所述，霍尔元件12b输出的信号还被输入至电角度位置信息部76，从而算出转子12的位置。电角度位置信息部76算出的、转子12的位置信息向pwm占空比计算部66输出。

pwm占空比计算部66基于pi占空比计算部74生成的方波信号和电角度位置信息部76算出的转子12的位置信息，生成用于控制逆变器电路40的pwm信号并向预驱动器78输出。预驱动器78将输入的pwm信号增幅并生成用于切换各逆变器fet44a～44f的fet栅极信号，并且向逆变器fet44a～44f的各栅极施加。

三相逆变器即逆变器电路40根据从预驱动器78输出的fet栅极信号对逆变器fet44a～44f进行切换，生成将由电池80供给的电力向电动机52的线圈施加的电压。

图4是示出了本实施方式的电动机驱动装置20的pi占空比计算部74中的pi占空比计算处理的一个示例的流程图。图4的处理在微型计算机32转移至新的控制周期时开始，随着该控制周期的结束而返回。

在步骤400中，获取转速信息部72算出的目标转速和实际转速，在步骤402中，改变载波频率。如上所述，将载波频率从上一个控制周期中的频率改变的方式可以是从低频到高频逐级地进行改变，也可以是从高频到低频逐级地进行改变。此外，还可以每隔控制周期地随机进行选择。

在步骤404中，为了消除转速信息部72算出的目标转速与实际转速之间的偏差，通过pi控制，对向定子14的线圈施加的电压的占空比进行计算。在步骤406中，基于经过步骤402改变了频率的载波信号和经过步骤404算出的占空比，生成与pwm相关的方波信号并且使处理返回。

如以上说明所述，根据本实施方式，通过每隔微型计算机32的控制周期对生成表示占空比的方波信号相关的载波频率进行改变，从而能使伴随pwm控制时产生的噪声降低。在本实施方式中，是以从预先确定了的多个频率中选择一个频率的方式来改变频率。

在一般的扩频中，是从设定了上限值、中间值、下限值的频率范围内随机设定频率，但在相关控制中，扩频专用的集成电路是必须的。为了将上述集成电路组装到现有的电动机驱动装置，需要改变电动机驱动装置的电路结构，为了达到实用，需要耗费成本、时间及劳动力。

但是，在本实施方式中，是从有限个频率的选项中选择一个频率，可以通过改变使微型计算机32动作的程序来解决。其结果是，不需要扩频专用的集成电路，不需要为了将上述集成电路组装到现有的电动机驱动装置而耗费成本、时间及劳动力。

此外，在本实施方式中，通过例如将f1khz、f2khz、f3khz、f4khz、f5khz这样相邻的频率的间隔设定得较宽，从而可以避免改变前的频率与改变后的频率相似这样的状况。若改变前的频率与改变后的频率相似，则存在因伴随改变前的频率和改变后的频率的各边带频率彼此重叠而使噪声加剧的可能性，如上所述，通过将相邻的频率的间隔设定得较宽，从而能防止边带频率彼此重叠。

[第二实施方式]

接着，对第二实施方式进行说明。在第一实施方式中，通过每隔微型计算机32的控制周期对与生成pwm信号相关的载波频率进行改变，从而使从电动机52产生的噪声降低。然而，若改变与生成pwm信号相关的载波频率，则施加于电动机52的电压的占空比会变动，从而存在从电动机52产生噪声的可能性。为了抑制上述噪声，如下操作：例如从f1khz、f2khz、f3khz、f4khz、f5khz中确定一个基准频率，使基于根据基准频率之外的频率的pwm信号而生成的电压与基于根据基准频率的周期的pwm信号而生成的电压相同。

在电动机控制用微型计算机中，为了使贯通电流不在如逆变器fet44a和逆变器fet44d这样串联连接的fet中流过，在pwm信号的方波中，必须设置不接通fet的滞后时间。由于存在上述滞后时间，当pwm信号的周期不同时，作用于电动机52的旋转的占空比的实际值会发生变化。

图5a表示载波频率为f1khz时的pwm信号，图5b表示载波频率为f3khz时的pwm信号。当载波频率为f1khz时，设指令pwm占空比为x％，如下式(1)所示，指令pwm占空比减去滞后时间df1后除以一个周期pf1的值是频率f1khz时的实际pwm占空比drf1。

drf1＝(pf1·x-df1)/pf1…(1)

当载波频率为f3khz时，设指令pwm占空比为x％，如下式(2)所示，指令pwm占空比减去滞后时间df3后除以一个周期pf3的值是频率f3khz时的实际pwm占空比drf3。

drf3＝(pf3·x-df3)/pf3…(2)

如图5所示，载波频率越大，则方波的周期越短，因此，滞后时间对实际pwm占空比的影响就更显著。通过按频率使滞后时间变化，能抑制滞后时间对实际pwm占空比的影响，但为了使微型计算机32执行上述控制，需要改变微型计算机32的规格。

图6是本实施方式的电动机驱动装置120的功能框图。本实施方式的电动机驱动装置120仅pwm占空比计算部166与第一实施方式不同，其它结构与第一实施方式相同，因此，省略pwm占空比计算部166以外的结构的详细说明。

在本实施方式中，按频率对抑制因滞后时间是固定值而对实际pwm占空比带来影响的修正值进行计算，利用上述修正值对pi占空比计算部74算出的占空比进行修正。

图7是表示对载波频率为f1khz时的pwm信号进行修正的一个示例的概略图。在本实施方式中，将f1khz、f2khz、f3khz、f4khz、f5khz的频率中的任一个设为基准频率，将该基准频率下的pwm信号的修正值看作0，对于其它频率下的pwm信号，从与基准频率的实际pwm占空比产生多少程度的差别的角度出发，算出各频率下的修正值。

作为一个示例，在f3khz作为基准频率，计算修正值的频率是f1khz的情况下，设指令pwm占空比为x％，频率f1khz下的实际pwm占空比如上述式(1)，频率f3khz下的实际pwm占空比如上述式(2)。如果f3khz为基准频率，考虑频率f1khz下的实际pwm占空比drf1与频率f3khz下的实际pwm占空比drf3相差图7所示的修正值kf1。因此，求出下述式(3)。

(pf1·x-df1)/pf1+kf1＝(pf3·x-df3)/pf3…(3)

由上述式(3)，修正值kf1如下述式(4)所示。

kf1＝(pf3·x-df3)/pf3－(pf1·x-df1)/pf1

＝(df1/pf1)－(df3/pf3)…(4)

根据以上，频率f1khz下的实际pwm占空比drf1如下述式(5)所示。

drf1＝[(pf1·x+{(df1/pf1)-(df3/pf3)}-df1)/pf1]…(5)

如果以作为修正值kf1去除图7所示值的方式来设定微型计算机32的控制程序，则可以将频率f1khz下的实际pwm占空比drf1修正成与频率f3khz下的实际pwm占空比drf3相同的值。此外，通过将式(4)、(5)中的df1、pf1改变为其它频率下的值，可以算出各频率下的实际pwm占空比。因此，不需要改变微型计算机32等的硬件，就能使各频率下的实际pwm占空比相同。

另外，在上述式(4)、(5)中，考虑到也存在各频率下的滞后时间并非一定相同的情况，设df1≠df1，但在保证各频率下的滞后时间一定的情况下，也可以设df1＝df1，使计算进一步简化。

如以上说明所述，根据本实施方式，不需要改变现有电路就可以依次改变pwm的载波频率，即使在载波频率改变了的情况下，也能抑制施加于电动机52的电压的变动，能稳定地执行电动机52的旋转控制。

此外，本发明并不限定于上述，除了上述以外，当然也可以在不脱离本发明思想的范围内，进行各种变形并实施。

通过参照，将2016年3月3日申请的日本专利申请2016-041398号申请整体援引至本申请的说明书。