交流电源装置的制作方法

本发明涉及交流电源装置。

背景技术：

现如今，开关电源装置具有开关装置和滤波器，该滤波器例如为直流到直流转换器和直流到交流转换器，其在十分广泛的领域中得到了应用，例如消费类和工业类装备。在这些开关电源装置中，重视的是紧凑性、轻量性和高效率，并且它们的设计所针对的功率越高，对于这些特点的需求越大。

除其他之外，例如，如专利文献1和非专利文献1中的传统技术的说明中所述，即使在根据有效(rms)值基础以与直流到直流转换器相同的输出电流操作时，在ups(uninterruptiblepowersupply，不间断电源)和功率调节器中使用的直流到交流转换器也倾向于瞬时承受流过其中的过电流。因此，传统的直流到交流转换器可具有2或3或更大的波峰因子(波高比：峰值电流值与有效电流值的比值)，并因此需要可以处理相当大的峰值电流的滤波电路。因此，与直流到直流转换器相比，直流到交流转换器在扼流圈和电容器的材料特性或电气特性方面遵循更严格的条件。

另一方面，通过在前所未有的高频率下驱动具有滤波电路的直流到交流转换器中的开关装置，能够减小形成滤波电路的扼流圈的电感值以及电容器的电容值，即便如此，也能够提供与先前相同的输出纹波电流和电压。这有助于减小整个电源装置的尺寸和重量。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：特公平7-86784号公报

非专利文献

非专利文献1：tektronix有限公司所著《功率测量原理——电压、电流、功率测量要点(特别是，波峰因子为2.5)》(在线)，2011年2月(2013年12月3日检索)，检索自url：jp.tek.com/dl/55z_29828_0_3.pdf

技术实现要素：

技术问题

然而，通过在高频率下驱动开关装置来减小电源装置的尺寸也具有劣势，例如增加了开关损耗、增加了栅极驱动电路中的功率消耗以及增加了扼流圈中的芯体损耗。因此，不宜在没有经过详细考虑的情况下改变设计，并且特别是在具有大波峰因子的直流到交流转换器中，为了抑制磁饱和而将滤波电路制作的更大是不合适的。

为了应对发明人遇到的上述问题，本发明目的在于提供一种不易出现故障的、紧凑的高效交流电源装置。

解决问题的方式

根据本文公开的一个方面，一种交流电源装置包括：交流电产生桥路，其用于产生交流电输出；第一pwm控制桥路和第二pwm控制桥路，它们各自包括两个开关装置；以及耦合电抗器，其连接至第一pwm控制桥路和第二pwm控制桥路。耦合电抗器包括：芯体；以及第一绕组和第二绕组，它们各自的一个端部连接至第一pwm控制桥路和第二pwm控制桥路的相应输出端子，第一绕组和第二绕组通过芯体被耦合在一起。第一绕组和第二绕组缠绕的方向为使得第一绕组和第二绕组在芯体内产生的磁通彼此抵消(第一构造)。

在根据第一构造的交流电源装置中，优选地，在第一pwm控制桥路和第二pwm控制桥路中，开关装置在彼此之间具有半个周波的相位差的情况下被打开和关闭(第二构造)。

在根据第一构造或第二构造的交流电源装置中，优选地，芯体包括相互结合的至少一个第一芯体和第二芯体，第一芯体是与第二芯体独立的构件。优选地，第一绕组和第二绕组围绕第一芯体缠绕的方向为使得第一绕组和第二绕组在第一芯体内产生的磁通彼此抵消，并且第一绕组和第二绕组都不缠绕在第二芯体上。优选地，第二芯体被设置为使得穿过第二芯体的磁通在耦合电抗器中产生漏电感(第三构造)。

在根据第三构造的交流电源装置中，优选地，在第二芯体中产生的磁通的变化频率大于开关装置的驱动频率(第四构造)。

在根据第三构造或第四构造的交流电源装置中，优选地，第一芯体由具有各向同性绝缘阻抗的材料形成(第五构造)。

在根据第三构造至第五构造中任一个的交流电源装置中，优选地，第一芯体由具有各向异性绝缘阻抗的材料形成。优选地，第二芯体被设置为覆盖第一芯体的侧表面的至少一部分(第六构造)。

在根据第六构造的交流电源装置中，优选地，芯体还包括磁屏蔽构件，其用于将穿过第一芯体与第二芯体之间的磁通的路径限制在相对于第一芯体的侧向方向(第七构造)。

在根据第六构造或第七构造的交流电源装置中，优选地，第二芯体的、除了其与第一芯体耦合的部分之外的部分的横截面面积大于第二芯体的与第一芯体耦合的部分的横截面面积(第八构造)。

在根据第三构造至第八构造中任一个的交流电源装置中，优选地，第二芯体中饱和磁通的密度等于或大于第一芯体中饱和磁通的密度(第九构造)。

根据本文公开的另一个方面，一种交流电源装置包括：交流电产生桥路，其用于产生交流电输出；第一pwm控制桥路和第二pwm控制桥路，它们各自包括两个开关装置；以及耦合电抗器，其连接至第一pwm控制桥路和第二pwm控制桥路。耦合电抗器包括：芯体；以及第一绕组和第二绕组，它们各自的一个端部连接至第一pwm控制桥路和第二pwm控制桥路的相应输出端子，第一绕组和第二绕组通过芯体被耦合在一起。芯体包括相互结合的至少第一芯体和第二芯体。第一芯体和第二芯体都由具有各向异性绝缘阻抗的相同材料制成，并且都被形成为使得它们的绝缘阻抗不沿着磁通穿过第一芯体和第二芯体的方向而变化。第一绕组和第二绕组在第一芯体上所缠绕的方向使得第一绕组和第二绕组在第一芯体内产生的磁通彼此抵消，并且第一绕组和第二绕组都不缠绕在第二芯体上。第二芯体被设置为使得穿过第二芯体的磁通在耦合电抗器中产生漏电感(第十构造)。

在根据第一构造至第十构造中任一个的交流电源装置中，优选地，开关装置的驱动频率根据输出电流而变化(第十一构造)。

在根据第一构造至第十一构造中任一个的交流电源装置中，优选地，开关装置中的至少一个包括sic半导体或gan半导体(第十二构造)。

本发明的有益效果

根据本文公开的本发明，能够提供一种不易出现故障的、紧凑的高效交流电源装置。

附图说明

图1是示出交流电源装置的整体构造的电路图；

图2是表示交流电源装置的基本操作的时序图；

图3是示出根据第一实施方式的耦合电抗器的示意图；

图4是耦合电抗器的等效电路图；

图5是示出具有各向异性绝缘阻抗的芯体材料的例子的示意图；

图6是示出根据第二实施方式的耦合电抗器的示意图；

图7是沿线x1-x2截取的剖视图；

图8a是沿线x1-x2截取的第一变型例的剖视图；

图8b是沿线x1-x2截取的第二变型例的剖视图；

图8c是沿线x1-x2截取的第三变型例的剖视图；

图8d是沿线x1-x2截取的第四变型例的剖视图；

图9是示出根据第三实施方式的耦合电抗器的示意图。

具体实施方式

<交流电源装置(整体构造)>

图1是示出交流电源装置的整体构造的电路图。根据构造例的交流电源装置1是直流到交流转换器(逆变器)，其将通过直流电源e1供应的直流电压vdc(例如，直流320v)转换为所需的交流电压vac(例如，交流200v)从而将其供应至负载rl。交流电源装置1包括交流电产生桥路10、pwm(脉冲宽度调制)控制桥路20和30、耦合电抗器40、输入电容器50以及输出电容器60。

交流电产生桥路10包括在直流电源e1的正极端子与负极端子之间串联地连接的开关装置11和12(在所示例子中，为n沟道misfet(金属绝缘体半导体场效应晶体管))，并且在预定的交流电频率下(例如，60hz)以互补的方式使开关装置11和12打开和关闭，从而产生交流电输出。

pwm控制桥路20和30分别包括开关装置21和22以及开关装置31和32(在所示例子中，全部为n沟道misfet)，它们在直流电源e1的正极端子与负极端子之间串联连接。pwm控制桥路20和30使开关装置在彼此之间具有预定相位差的情况下(例如，半个周波的相位差)以互补的方式被打开和关闭，从而执行交错操作。开关装置的打开占空比(一个周波中打开阶段的比率)受到适当的pwm控制，使得产生所需的交流波形。

耦合电抗器40被连接在pwm控制桥路20和30的相应输出端子与负载rl之间。耦合电抗器40包括第一绕组41、第二绕组42以及芯体43。第一绕组41的第一端子连接至pwm控制桥路20的输出端子(开关装置21与开关装置22之间的连接节点)。第二绕组42的第一端子连接至pwm控制桥路30的输出端子(开关装置31与开关装置32之间的连接节点)。第一绕组41的第二端子和第二绕组42的第二端子都连接至负载rl的第一端子。第一绕组41和第二绕组42通过芯体43被磁性地耦合在一起。

输入电容器50在直流电源e1的正极端子与负极端子之间串联地连接，并且使直流电压vdc平滑。

输出电容器60的第一端子连接至负载rl的第一端子。输出电容器60的第二端子连接至负载rl的第二端子和交流电产生桥路10的输出端子(开关装置11与开关装置12之间的连接节点)。如此连接，使得输出电容器60与耦合电抗器40的漏电感(其细节将在之后描述)一起形成lc滤波器，并且使交流电压vac平滑。

图2是表示交流电源装置1的基本操作的时序图，其由上到下在相应相位中示出了开关装置11和12各自的栅源电压vgs(11)和vgs(12)、开关装置21和22各自的栅源电压vgs(21)和vgs(22)、开关装置31和32各自的栅源电压vgs(31)和vgs(32)、开关装置21的漏极电流id(21)、开关装置31的漏极电流id(31)以及电感电流il1和il2。图2示出了在开关装置11打开并且开关装置12关闭时观察到的输出特性的例子。

如图所示，开关装置21和22以及开关装置31和32在相应相位中在预定的驱动频率fx下(例如，fx＝20khz)以互补的方式被打开和关闭。开关装置21和22的驱动相位以及开关装置31和32的驱动相位具有半个周波的相位差。

此处，耦合电抗器40的第一绕组41和第二绕组42被磁性地耦合在一起；因此，随着电流流过它们中的一个，它们中的另一个也在相同方向上有电流流过。结果是，流过第一绕组41和第二绕组42的电感电流il1和il2显示出相同的特性。即，在驱动频率fx的两倍下被调制的电感电流il1和il2各自流过第一绕组41和第二绕组42。

在所述构造例的交流电源装置1中，优选的是其中包含的耦合电抗器40即使在输出具有较大波峰因子时也不容易磁饱和并且具有足以在较大驱动范围内进行连续操作的漏电感。下文中，将提出满足所述需求的一种创新的耦合电抗器40(特别是具有创新构造的芯体43)。

<耦合电抗器(第一实施方式)>

图3是示出根据第一实施方式的耦合电抗器40的示意图。根据本实施方式的耦合电抗器40如上所述那样包括第一绕组41、第二绕组42以及芯体43。特别地，芯体43包括相互结合的第一芯体43a和第二芯体43b，第二芯体43b是与第一芯体43a独立的构件。

第一芯体43a是第一绕组41和第二绕组42分别缠绕在其上的环形构件，并且用作为磁性支腿。此处，第一绕组41和第二绕组42围绕第一芯体43a缠绕的方向使得它们在第一芯体43a内产生的磁通mf1和mf2彼此抵消。

当采用所述构造时，在第一芯体43a内部，仅由于流过第一绕组41的电感电流il1和流过第二绕组42的电感电流il2之间的差异而产生磁通δmf(mf1－mf2)；因此，不容易产生磁饱和。

另一方面，例如，第二芯体43b是第一绕组41和第二绕组42都不缠绕在其上的棒状构件，并且用作为路径芯体。第二芯体43b被设置为使得穿过第二芯体43b的磁通mf1和mf2在耦合电抗器40中产生漏电感。例如，如图所示，第二芯体43b可被设置为将第一芯体43a的部分α1和β1耦合在一起。

耦合部分α1是磁通mf1和mf2从第一芯体43a分散到第二芯体43b的部分，并且在图示例子中对应于第一芯体43a的上横梁部分的底面。另一方面，耦合部分β1是磁通mf1和mf2从第二芯体43b汇聚到第一芯体43a的部分，并且在图示例子中对应于第一芯体43a的下横梁部分的顶面。

图4是耦合电抗器40的等效电路图。如图所示，在耦合电抗器40中，除了磁性地耦合在一起的励磁电感lp1和lp2之外，由于磁通从第一芯体43a分散到第二芯体43b而产生了漏电感ls1和ls2。

这些漏电感ls1和ls2与输出电容器60一起可以用作为用于形成lc滤波器的平波电抗器。因此，当第一芯体43a和第二芯体43b是独立的构件时，通过适当设计第一芯体43a的物理特性以及第二芯体43b的物理特性和形状，能够按需调节平波电抗器的特征。结果是，能够实现具有所需漏电感ls1和ls2的、紧凑的耦合电抗器40，并因此有助于减小交流电源装置1的整体尺寸。

因此，根据本实施方式的耦合电抗器40的一个特征在于将第一芯体43a和第二芯体43b设置为独立的构件。此处，并不总是需要通过不同的材料形成第一芯体43a和第二芯体43b。例如，即使在第一芯体43a和第二芯体43b都由相同材料形成时，只要它们是独立的构件，与它们被一体成型的情况相比就能够容易地改变第二芯体43b的形状和横截面积(第二芯体43b的垂直于穿过第二芯体43b的磁通方向的横截面积)；因此，能够按需调节平波电抗器的特征。

通过使用具有一体成型的磁性支腿和路径芯体的传统芯体(称为e字形芯体)来类似于上述内容那样产生漏电感需要在路径芯体中设置较大空隙；这不利地增加了排入空气中的磁通。

另一方面，通过根据本实施方式的耦合电抗器40，并不总是需要在第二芯体43b中设置空隙；这有助于显著减少排入空气中的磁通。因此，还能够防止设置在耦合电抗器40周围的控制电路部件损坏并且在电路图案中减少涡电流损耗，并因此能够获得一种不易损坏和功率损耗的交流电源装置1。

在不考虑上述的漏电感产生的情况下，可以单独地设计第一芯体43a。这有助于提高设计的灵活性，并且，例如，因此能够在材料选择方面实现成本降低。

再次参考图3，将进一步描述耦合电抗器40。在本实施方式的耦合电抗器40中，用于产生漏电感的第二芯体43b被设置为，使得在pwm控制桥路20和30在彼此之间具有半个周波的相位差的情况下被驱动时，穿过第二芯体43b的磁通的变化频率fy比pwm控制桥路20和30的驱动频率fx(例如，20khz)更大(例如，40khz(2×fx))。

通过这种构造，可以减小形成lc滤波器所需的漏电感ls1和ls2的电感值。具体地，与使用了单一的pwm控制桥路和电抗器的情况相比，由于两倍于驱动频率fx的电流振荡导致所需漏电感减小并且施加于相应漏电感部分的电压减小(通过从输入电压与输入电压的差值中减去施加于电抗器耦合部分的电压而获得的数值)导致所需漏电感减小，因此能够将产生相同输出电流所需的电感值减小到四分之一。因此，能够通过减小第二芯体43b的横截面积而实现紧凑性和成本降低，并且实现输入电容器50和输出电容器60的尺寸缩减。相反地，假设芯体的横截面积与使用了单一的pwm控制桥路的情况中的相同，则能够允许约为四倍大的电流。可以说，具有较大波峰因子的交流电源装置1在上述的尺寸缩减方面具有显著效果。

在根据本实施方式的耦合电抗器40中，通过将穿过第二芯体43b的、来自第一绕组41的磁通mf1与来自第二绕组42的磁通mf2相加来获得总磁通。即，在第二芯体43b中，产生了比在第一芯体43a中具有更大密度的磁通。鉴于此，第二芯体43b中饱和磁通的密度优选等于或大于第一芯体43a中饱和磁通的密度。通过这种芯体设计，能够使用具有更小横截面积的第二芯体43b，并因此在耦合电抗器40中实现了尺寸缩减(因此在交流电源装置1中实现了尺寸缩减)。

此处，如果从第一芯体43a泄漏到第二芯体43b的磁通的量过大，则励磁电感lp1和lp2会过小，以至于设置耦合电抗器40变得没有意义。因此，当第二芯体43b的相对磁导率较高时，合理的是在第二芯体43b中设置必要的最小间隙(在磁通排入空气的允许范围内)并且调节饱和磁通的密度与相对磁导率之间的平衡。

在根据本实施方式的耦合电抗器40中，第一芯体43a优选由各向同性绝缘阻抗的材料形成(例如铁素体或压制的粉末金属)。通过这种材料，第一芯体43a中所产生的涡电流对磁通的方向没有依赖性。因此，在磁通mf1和mf2从第一芯体43a分散到第二芯体43b处的耦合部分α1以及磁通mf1和mf2从第二芯体43b汇聚到第一芯体43a处的耦合部分β1中，即使磁通mf1和mf2的方向发生改变，涡电流的大小也不发生变化；因此，能够防止达到居里温度并且防止由于局部升温导致的损耗增加。

如上所述，通过根据本实施方式的耦合电抗器40，能够实现一种紧凑的平波电抗器，其在输出具有较大波峰因子时抑制磁饱和，并且具有足以在较大驱动范围内进行连续操作的漏电感ls1和ls2。因此，能够提供一种不易出现故障的、紧凑的高效交流电源装置。

<具有各向异性绝缘阻抗的芯体材料>

在第一实施方式中，如其说明部分所述，出于结构上的原因，优选的是第一芯体43a由具有各向同性绝缘阻抗的材料形成。然而，作为形成第一芯体43a的材料，也经常使用具有各向异性绝缘阻抗的材料。

图5是示出具有各向异性绝缘阻抗的芯体材料的一个例子的示意图。通过使具有彼此叠放的磁性构件a11(例如，非晶合金)和绝缘构件a12的薄带构件a10围绕金属模具缠绕数圈来形成图中示出的第一芯体43a。因此，当在剖视图或侧视图中观察时，第一芯体43a在上下方向上具有多层彼此叠放的磁性构件a11和绝缘构件a12。

当从方向a1或方向a2(垂直于横截面或侧面的方向)观察第一芯体43a时，磁性构件a11的横截面较小，因此绝缘阻抗较高。另一方面，当从方向b(垂直于顶面的方向)观察第一芯体43a时，磁性构件a11的横截面较大，因此绝缘阻抗较低。因此，薄带构件a10是具有各向异性绝缘阻抗的材料(具有不同的绝缘阻抗的材料，一种绝缘阻抗在方向a1和a2上，并且另一种在方向b上)。因此，在通过这种材料形成的第一芯体43a中，此处产生的涡电流对磁通的方向有依赖性。

在第一实施方式中，在图3中的耦合部分α1和β1中，在绝缘阻抗较低的方向b上产生磁通，因此涡电流较大；这会不利地导致局部升温。

为了解决这个问题，在下文中，将提出一种创新的耦合电抗器40(特别是，具有创新构造的芯体43)，其即使在使用具有各向异性绝缘阻抗的材料作为形成第一芯体43a的材料的情况下也能够提供与第一实施方式所获得的相似的效果，同时使局部升温的问题最小化。

<耦合电抗器(第二实施方式)>

图6是示出根据第二实施方式的耦合电抗器40的示意图。图7是沿线x1-x2截取的耦合电抗器40的剖视图。在以第一实施方式为基础的同时，根据本实施方式的耦合电抗器40的特征在于，第一芯体43a由具有各向异性绝缘阻抗的材料形成，第二芯体43b的形状和布置被改变，并且额外地设置有磁屏蔽构件43c。因此，在第一实施方式中存在对应部分的这些构成元件标示有与图3相同的附图标记，并且将不再复述重复的说明。下文的说明针对本实施方式特有的特征。

在根据本实施方式的耦合电抗器40中，第二芯体43b具有延长部43b1和主体部43b2。延长部43b1在上下方向上从主体部43b2伸出，从而覆盖第一芯体43a的上横梁部分和下横梁部分的相应侧表面的至少一部分(对应于耦合部分α2和β2)。

磁屏蔽构件43c是用于在上述耦合部分α2或β2中将穿过第一芯体43a与第二芯体43b之间的磁通的路径限制在相对于第一芯体43a的侧向方向(在图5中对应于方向a2)的构件。从另一方面来说，磁屏蔽构件43c可以用作为一种构件，其允许倾向于将方向从图5中的方向a1改变到方向a2(或相反)的磁通在不受屏蔽的情况下穿过，同时屏蔽倾向于将方向从方向a1改变到方向b(或相反)的磁通。如图所示，磁屏蔽构件43c可被设置在第一芯体43a与主体部43b2之间。

通过这种构造，从第一芯体43a分散到第二芯体43b的磁通和从第二芯体43b汇聚到第一芯体43a的磁通各自通过磁阻不发生变化的通道(从方向a1通向方向a2的通道或从方向a2通向方向a1的通道)改变其方向。因此，即使在使用具有各向异性绝缘阻抗的材料作为形成第一芯体43a的材料时，也能够防止产生涡电流；这能够获得与通过第一实施方式所获得的相似的操作和效果，同时使局部升温的问题最小化。此处，可适当地使用铜板等等作为磁屏蔽构件43c。

主体部43b2被形成为具有比延长部32b1更大的横截面(垂直于穿过第二芯体43b的磁通的横截面)。更具体地，延长部43b1和主体部43b2被形成为使得它们的外表面彼此齐平，并且主体部43b2突入到第一芯体43a内部，从而填充第一芯体43a内部的腔体。通过这种构造，能够在最少地增加耦合电抗器40的尺寸的同时增大第二芯体43b的横截面，并且因此第二芯体43b不容易磁饱和。

在本实施方式中，一对第二芯体43b被设置为从第一芯体43a的相对的侧部处将第一芯体43a保持在它们之间。此处，并不总是需要设置一对第二芯体43b；设置至少一个第二芯体43b足以实现上述功能。

虽然在本实施方式中一对主体部43b2跨过间隙被设置为彼此相对，但是对该间隙的尺寸没有限制。首先，上述间隙自身并不是基本构成元件；相反地，相对的主体部43b2的厚度可以被调节为使得它们彼此接触。

虽然在本实施方式中延长部43b1的形状为在从上下方向上观察时覆盖第一芯体43a的侧面的一部分，但是，延长部43b1的形状可以是覆盖第一芯体43a的整个侧面。

图8a是沿线x1-x2截取的耦合电抗器40的第一变型例的剖视图。在该变型例中，第二芯体43b的延长部43b1可以沿着磁通的路径倾斜。这有助于减少第二芯体43b的材料成本。

图8b是沿线x1-x2截取的耦合电抗器40的第二变型例的剖视图。在该变型例中，第二芯体43b可以是简单的板状构件，不存在延长部43b1与主体部43b2之间的区别。当采用这种构造时，不具有用于从图5中的方向a1行进到方向b的磁通的路径或者用于从方向b行进到方向a1的磁通的路径；这能够省略磁屏蔽构件43c。

图8c是沿线x1-x2截取的耦合电抗器40的第三变型例的剖视图。在该变型例中，在以第二变型例(图8b)为基础的同时，磁屏蔽构件43c被各自设置在第一芯体43a的拐角部与第二芯体43b之间。通过这种构造，能够通过减轻磁通的集中度并且约束磁通的方向来抑制局部升温。

图8d是沿线x1-x2截取的耦合电抗器40的第四变型例的剖视图。在该变型例中，在同样以第二变型例(图8b)为基础的同时，槽43b3在防止第一芯体43a的拐角部与第二芯体43b接触的位置处被设置在第二芯体43b中。通过这种构造，如第三变型例中那样(图8c)，能够通过减轻磁通的集中度并且约束磁通的方向来抑制局部升温。

<耦合电抗器(第三实施方式)>

图9是示出根据第三实施方式的耦合电抗器40的示意图。在根据本实施方式的耦合电抗器40中，芯体43包括相互结合的第一环形构件43d、第二环形构件43e和第三环形构件43f。第一环形构件43d、第二环形构件43e和第三环形构件43f全部都由具有各向异性绝缘阻抗的相同材料制成(例如，参见图5)。

第一环形构件43d和第二环形构件43e被设置为部分地彼此接触。第三环形构件43f被设置为沿着第一环形构件43d和第二环形构件43e的外周环绕第一环形构件43d和第二环形构件43e。

这种芯体43可以通过下述步骤形成。首先，第一环形构件43d和第二环形构件43e各自单独地通过使图5中的薄带构件a10在金属压模上缠绕数圈来形成，并且它们被设置为彼此相邻。随后，通过将这两个构件作为绕组芯体，通过使薄带构件a10进一步缠绕它们而形成第三环形构件43f。

在如上所述构造的芯体43中，第三环形构件43f用作为前述的第一芯体43a。第一环形构件43d和第二环形构件43e用作为前述的第二芯体43b。

第一绕组41和第二绕组42在第一芯体43a上所缠绕的方向使得它们在第一芯体43a内产生的磁通彼此抵消。另一方面，第一绕组41和第二绕组42都不缠绕在第二芯体43b上。第二芯体43b被设置为使得穿过第二芯体43b的磁通在耦合电抗器40中产生漏电感。这些特征与前述的第一实施方式(图3)和第二实施方式(图6)共用。

此处，对应于第二芯体43b的相对的端部部分的、第一环形构件43d和第二环形构件43e的弯曲部分可被理解为磁通从第一芯体43a分散到第二芯体43b处的耦合部分α3以及磁通从第二芯体43b汇聚到第一芯体43a处的耦合部分β3。

在上述耦合部分α3和β3中，从第一芯体43a分散到第二芯体43b的磁通和从第二芯体43b汇聚到第一芯体43a的磁通各自仅沿着第一环形构件43d和第二环形构件43e的弯曲方向改变其方向，因此在磁通的穿透方向上(在磁性构件的横截面中)不产生绝缘阻抗的变化。

在图5中，穿过第一芯体43a和第二芯体43b的磁通仅沿着绝缘阻抗较高的方向a1行进；在耦合部分α3和β3中，方向a1自身沿着第一环形构件43d和第二环形构件43e的弯曲方向变化。因此，即使在发生磁通的分散和集中时，也不会在绝缘阻抗较低的方向b上产生磁通。

因此，在根据本实施方式的耦合电抗器40中，第一芯体43a和第二芯体43b被形成为使得绝缘阻抗不会沿着磁通穿过第一芯体43a和第二芯体43b的方向发生变化(即，绝缘阻抗保持在较高值)。因此，即使在使用具有各向异性绝缘阻抗的材料作为形成第一环形构件43d、第二环形构件43e以及第三环形构件43f的材料(因此是形成第一芯体43a和第二芯体43b的材料)时，也能够防止产生涡电流；这能够获得与通过第一实施方式和第二实施方式所获得的相似的操作和效果，同时使局部升温的问题最小化。

如果需要调节漏电感，则可以在第一环形构件43d和第二环形构件43e中减少层数，或者可以通过将空隙43d1和43e1形成在彼此面对的位置处来在第二芯体43b中设置合适的空隙。

<驱动频率控制>

在已经描述的交流电源装置1中，优选使pwm控制桥路20和30的驱动频率fx根据输出电流中的交流电变化(周期性变化)或输出电流中的峰值变化(负载变化)而改变。例如，可以使驱动频率fx根据输出电流而阶梯式变化，使得驱动频率fx在输出了较大电流时变得较低，并且驱动频率fx在输出了较小电流时变得较高。进行这种驱动频率控制能够在较大驱动范围内保持高效的连续模式，并因此普遍地处理负载。

此处，不需要在交流电源装置1的整个驱动范围(整个负载区)内完全建立连续模式。例如，在高负载区中，通过在临界模式(输出电流瞬时变为零的操作模式)下执行开关操作，能够在导通期间减少开关损耗。

通过在相同条件下使第二芯体43b的芯体损耗小于第一芯体43a的芯体损耗的设计，即使在负载较重时驱动频率fx较高，也能够防止由于芯体损耗增加而导致的效率降低，并因此实现一种高效的交流电源装置1。

第二芯体43b优选通过在驱动频率fx的可变范围内磁导率变化很小的材料形成(例如金属玻璃芯体)。

<sic和gan的应用>

形成pwm控制桥路20的开关装置21和22中的至少一个以及形成pwm控制桥路30的开关装置31和32中的至少一个优选包括sic半导体或gan半导体。

因此，通过包含有sic半导体或gan半导体的开关装置，与包含有si半导体的开关装置相比，能够减小寄生电容，并因此在驱动频率较高时防止增加开关损耗。

在耦合电抗器40中，通过采用上述实施方式，即使在使用传统扼流圈的情况下电流较大(电功率较高)并且更容易发生磁饱和时，也能够使得耦合电抗器40变紧凑。因此，能够实现一种具有较大电功率的、紧凑的高效交流电源装置1。

通过使用上述开关装置那样的sic-misfet，能够由于较低的导通阻抗和垂直结构而获得较高的导热率。因此，能够实现一种大电流、大功率的交流电源装置1。

在sic-misfet中，体二极管的反向恢复电流较小并且寄生电容较小，因此能够减小电流的有效(rms)值；这能够减少开关装置和图案中的通态损耗，并且减少耦合电抗器40中的铜损耗。

<其他变型>

因此，与上述实施方式相比，可以通过任何方式实施本文公开的多种技术特征，并且在不脱离本发明的主旨的情况下允许多种变型。

例如，虽然上述实施方式针对两个相位的pwm输出通过使用耦合电抗器被耦合在一起的示例构造，但是，例如，还能够通过并联连接的、各自被如上所述那样构造的多个耦合电抗器将三个或更多相位的pwm输出耦合在一起。

因此，应理解的是本文公开的实施方式在每个方面都是说明性而非限制性的，并且本发明的技术范围不仅由上文给出的实施方式的说明限定而且也由所附权利要求的范围限定，并且包含这方面的任何变型以及与权利要求的范围等同的任何范围。

工业适用性

本文公开的交流电源装置在十分广泛的领域中得到了应用，例如消费类器具和工业类装置。

附图标记列表

1交流电源装置

10交流电产生桥路

20，30pwm控制桥路

11，12，21，22，31，32开关装置

40耦合电抗器

41第一绕组

42第二绕组

43芯体

43a第一芯体

43b第二芯体

43b1延长部(相当于耦合部)

43b2主体部

43b3槽

43c磁屏蔽构件

43d第一环形构件

43d1空隙

43e第二环形构件

43e1空隙

43f第三环形构件

50输入电容器

60输出电容器

e1直流电源

rl负载

lp1，lp2励磁电感

ls1，ls2漏电感(平波电感)

a10薄带构件

a11磁性构件

a12绝缘构件