本公开整体涉及电源转换器，并且更具体地涉及减少反激转换器中的电磁干扰。
背景技术：
美国联邦通讯委员会(FCC)要求电源转换器在有限的辐射下运行，以防止与其他设备的电磁干扰(EMI)。电源转换器由于经常出现高功率水平而特别容易受到EMI问题的影响。此外，电源转换器越来越多地在更高的频率上运行，以减小诸如电感器和电容器之类的元件的值和对应的尺寸。高运行频率会产生高次谐波，这将进一步导致EMI。
减少电源转换器中的EMI的方法包括使用缓冲电路吸收高频瞬态，通常发现存在经历阶跃函数的或不连续传导的杂散电感。缓冲电路可由衰减电路形成，其中电阻器和电容器通过二极管连接到经历瞬态过程的节点。缓冲电路效率低下，因为它们浪费了来自正被缓冲的瞬态信号的能量。另一种用于降低EMI的方法依赖于频谱扩展将噪声信号在足够宽的带宽上进行扩展，使得每个信号的辐射小于允许的EMI限制。频谱扩展在谐振和准谐振电源转换器中存在问题，因为它依赖于改变必须与谐振信号的波谷对齐的信号的定时，以最小化开关损耗。
技术实现要素：
一方面，本发明涉及一种反激转换器。该反激转换器包括：初级侧开关，所述初级侧开关被配置为将变压器的初级绕组接地；有源箝位电路，所述有源箝位电路被配置为限制所述初级侧开关两端的过电压；和有源箝位反激ACF控制器，所述有源箝位反激ACF控制器连接到所述有源箝位电路和所述初级侧开关，所述ACF控制器包括：第一脉冲发生器，所述第一脉冲发生器被配置为启动所述初级侧开关以在所述变压器中生成磁通量，并且被配置为停用所述初级侧开关以从所述磁通量在所述变压器的次级绕组中生成次级电流，所述磁通量通过生成所述次级电流而被去除，以及第二脉冲发生器，所述第二脉冲发生器被配置为利用第一电压脉冲来启动所述有源箝位电路，第二电压脉冲跟随在所述第一电压脉冲后，所述第一电压脉冲启动所述有源箝位电路以响应于所述初级侧开关被停用而限制所述过电压，并且所述第二电压脉冲响应于与所述初级侧开关的有效电容器谐振的所述变压器的磁化电感来限制所述初级侧开关两端的电压振荡，所述谐振发生在去除所述磁通量之后，所述第一电压脉冲的第一宽度通过第一抖动延迟而增大并且所述第二电压脉冲的第二宽度通过第二抖动延迟而增大。
另一方面，本发明涉及一种有源箝位反激ACF控制器。该有源箝位反激ACF控制器包括：第一脉冲发生器，所述第一脉冲发生器被配置为启动第一开关以在其中生成初级电流，并且被配置为停用所述第一开关以从由所述初级电流生成的磁通量生成次级电流，所述磁通量通过生成所述次级电流而被去除；和第二脉冲发生器，所述第二脉冲发生器被配置为利用第一电压脉冲启动连接到所述第一开关的第二开关，第二电压脉冲跟随在所述第一电压脉冲后，所述第一电压脉冲限制所述第一开关两端的过电压，所述过电压是响应于所述第一开关的所述停用而生成，并且所述第二电压脉冲限制所述第一开关两端的电压振荡，所述电压振荡在去除所述磁通量之后发生，所述第一电压脉冲的第一宽度通过第一抖动延迟而增大并且所述第二电压脉冲的第二宽度通过第二抖动延迟而增大。
另一方面，本发明涉及一种用于减少反激转换器中的电磁干扰的方法。该方法包括：启动第一开关以在其中生成初级电流；停用所述第一开关以从由所述初级电流生成的磁通量生成次级电流，所述磁通量通过生成所述次级电流而被去除；利用第一电压脉冲启动第二开关以限制所述第一开关两端的过电压，所述过电压是响应于所述第一开关的所述停用而生成；利用第二电压脉冲启动所述第二开关以限制所述第一开关两端的电压振荡，所述电压振荡在去除所述磁通量之后发生；通过第一抖动延迟而增大所述第一电压脉冲的第一脉冲宽度；和通过第二抖动延迟而增大所述第二电压脉冲的第二脉冲宽度。
附图说明
本发明以举例的方式进行说明，并且不受附图限制，在附图中类似的标号指示类似的元件。附图中的元件为了简明起见而示出，而未必按比例绘制。
图1示出了根据本公开的实施方案的反激转换器的功能框图。
图2是图1所示的反激转换器的示例实施方案的示意图。
图3是包括有源钳位电路的替代实施方案的图2的反激转换器的示例实施方案的示意图。
图4是反激转换器的电源转换周期的模拟图形视图，该图形视图示出了各个栅极和漏极-源极电压。
图5是图4的模拟的图形视图，该图形视图示出了在低谐振频率下向开关S2的前沿添加抖动的影响。
图6是图4的模拟的图形视图，该图形视图示出了在高于图5所示的谐振频率下向开关S2的前沿添加抖动的影响。
图7是图4的模拟的图形视图，该图形视图示出了根据本公开的实施方案的包括对开关S2的前沿进行优化的向开关S2的后沿添加抖动的影响。
图8是根据本公开的实施方案的用于减少反激转换器中的电磁干扰的方法的流程图表示。
具体实施方式
本文所述的系统和方法的实施方案提供了减少来自反激电源转换器的辐射以使EMI最小化，同时保持可接受的转换器性能水平。所公开的实施方案的各种优点中的一些包括开关损耗的最小化，转换器稳定性的改善，输出纹波的减少以及辐射水平的最小化。
使用有源钳位吸收来自开关不连续的噪声，并且再循环浪费的能量。用于在变压器上传输能量的初级侧开关的开关波形以及用于控制有源钳位的开关采用可变定时来将剩余的辐射散布到更宽的频谱上，从而将每个辐射的振幅减小到低于EMI阈值(例如，FCC规定的阈值)。可变定时(例如，频率抖动)被优化以发生在谐振周期中的一点处从而最小化开关损耗，并且特别适合于具有高谐振频率的谐振和准谐振转换器。
参见图1，反激转换器的实施方案10包括变压器12，该变压器将通过输入整流器16(例如，桥式整流器)接收的交流电压14(Vin)转换为由输出整流器18整流的输出电压Vout(19)。在其他实施方案中，变压器12接收非交流电压(例如，“dc”电压)以提供Vout 19。初级侧开关20控制变压器12。电流感测模块22感测流经初级侧开关20的电流。有源钳位24限制来自变压器12的瞬态和谐振振荡。有源钳位反激(ACF)控制器26利用高端栅极信号30控制有源钳位24。ACF控制器26利用低端栅极信号32控制初级侧开关20。ACF控制器26还从电流感测模块22接收感测电流信号34以便于控制反激转换器10。
继续参照图1，图2描述了反激转换器的示例实施方案40的设备级实施方式。应当理解，在本公开的范围和精神内可实现和考虑其他示例实施方案。变压器12包括位于第一端子44和第二端子46之间的初级绕组42。次级绕组48位于第三端子50和第四端子52之间。初级绕组42利用磁芯54(例如，铁氧体磁芯)磁耦接到次级绕组48并且具有如绕组“点”所指示的相反极性。例如，从第一端子44流到第二端子46的电流将产生磁通量，继而产生从第四端子52到第三端子50的电流。在其他实施方案中，初级绕组42和次级绕组48的绕线方向都被调换顺序，同时仍保持相对于彼此的相反极性。
变压器12还包括与初级绕组42并联的磁化电感56和连接到第一端子44的漏电感58。在各种实施方案中，磁化电感56实际上是初级绕组42、磁芯54和次级绕组52的一部分，但是为了电气模拟而单独表示。在各种实施方案中，气隙(未示出)被添加到变压器12以增加互感56的值。在各种实施方案中，漏电感58是在变压器12的制造期间力图最小化或具有受控值的寄生元件。
变压器12在初级端子60处连接到输入整流器16。交流电压14在端子62和64处连接到输入整流器16。输入整流器16被配置为具有二极管66、68、70和72的桥式整流器。输入整流器16对连接在初级端子60和接地端子80(例如“接地”)之间的输入电容器74充电。
输出整流器18包括连接在第三端子和次级电容器78之间的次级二极管76。在一个实施方案中，次级电容器78连接到次级地81。在另一个实施方案中，次级地与地80相同。在另一个实施方案中，次级电容器78两端的电压是不参考地80或次级地81的差分电压。初级侧开关20包括连接在次级端子46和端子84之间的第一开关82(“S1”或“低端”开关)。第一开关82包括连接在端子84和第二端子46之间的体二极管86。在图2的实施方案40中，第一开关82是n沟道MOSFET(NFET)并且由低端栅极(LG)32选通。第一开关82通过包括感测电阻器88的电流感测模块22连接到地80。表示为感测电阻器88两端的电压的感测电流信号34被提供到ACF控制器。在第一开关82两端形成有效输出电容Coss_eff 90作为第一开关82的漏极-源极电容和栅极-源极电容。
有源钳位电路24由连接在第二端子46和端子94之间的第二开关92形成，并且与体二极管96并联连接。钳位电容器98连接在端子94与初级端子60之间。在各种实施方案中，ACF控制器26由电源28供电，该电源由与初级绕组42共用相同磁芯54的辅助绕组100形成。辅助二极管102对来自辅助绕组100的电流进行整流，并对用于向ACF控制器供电(VDD)的辅助电容器106充电。在各种实施方案中，ACF控制器26使用由振荡器110馈送的各个脉冲发生器112和114生成高端栅极信号(HG)30和低端栅极信号(LG)32。在另一个实施方案中，单个波形发生器包括第一脉冲发生器和第二脉冲发生器两者。例如，波形发生器提供来自公共电路的第一脉冲和第二脉冲，其中两种脉冲的定时由包括所述一种或两种脉冲的抖动调整的电路控制。应当理解，通过ACF控制器26生成HG和LG脉冲信号的其他方法被认为在本公开的范围和精神内，其中所述脉冲信号包括本文所定义的特征。
反激转换器40通过利用低端栅极32启动初级侧开关20开始运行。传导从初级端子60(从经整流的Vin 14或直接施加的dc电压)开始，通过漏电感58、磁化电感56、第一开关82、感测电阻88到地80。流经磁化电感56的电流在变压器12中产生磁通量以抵抗该电流。由于次级绕组48具有相对于初级绕组42和被反向偏置的次级二极管76的相反极性，所以该次级绕组将没有电流流过。当初级侧开关20断开时，通过该开关和变压器12的初级侧的电流终止。电流将开始在次级电感48中流动并通过次级二极管76，直到由生成试图维持磁通量的电流使磁通量完全耗尽(或去除)为止。
当磁通量已经完全耗尽时，变压器12的初级侧上由在次级侧流动的电流引起的电动势也将消失。因此，允许由磁化电感Lm 56和Coss_eff 90形成的电路谐振，从而在第二端子46(以及初级侧开关两端)处形成阻尼振荡，其周期由下式给出：
T谐振＝2*π*平方根(Lm*Coss_eff)
有源钳位24在两个周期期间由高端栅极30启动(例如，打开)。第一周期在第二端子46处缓冲由漏电感58中存储的剩余能量形成的电压峰值(例如，高频阻尼振荡)以及停用的初级侧开关20的骤变不连续。第二周期缓冲由Lm和Coss_eff形成的谐振电路形成的阻尼振荡。有源钳位的缓冲作用减少了辐射，同时也保护了初级侧开关免遭超过其阻断电压BVDSS而带来的损坏。
参照图3并且继续参照图1和图2，反激转换器的另选示例实施方案120被示出为具有基于p沟道MOSFET(PFET)的有源钳位24。应当理解，在本公开的范围和精神内可实现和考虑其他示例实施方案。有源钳位电路24包括位于端子124和地80之间的第三开关122。第三开关122具有与第三开关122的漏极和源极并联连接的体二极管126。钳位电容器128连接在端子124与第二端子46之间。图3的反激转换器的实施方案120的运行与图2的实施方案40类似。
结合图2，图4示出了在不连续传导模式(DCM)下运行的反激转换器的开关周期。栅极S1利用具有前沿132和后沿134的脉冲130启动第一开关20。栅极S2利用第一脉冲P1和第二脉冲P2启动具有第二开关96的有源钳位24。第一脉冲P1136具有前沿138和后沿140。第二脉冲P2142具有前沿144和后沿146。在前沿132处，第一开关20启动，而漏极-源极电压(VDS S1)在148处于地电势，由此提供零电压开关(ZVS)。当第二端子电压朝地放电时，有源钳位24两端的电压VDS S2在150处增加。
在栅极S1脉冲130期间，电流在变压器12的初级侧中流动，该变压器将所聚积的能量存储为磁通量。在152之前，由于第一开关82的有限电阻，VDS S1相对于148有些许上升，而VDS S2相对于150在154具有对应的有限下降。在栅极S1脉冲130结束之后，次级绕组48中的电流将开始流动，次级绕组48两端的输出电压将降压变换到初级绕组42，并且VDS S1将从156上升到158。由于漏电感58中的电流，栅极S2的第一脉冲136被启动以抑制将在158发生的电压峰值。第一脉冲136在160终止，并且由于变压器12中剩余的磁通量，电流继续在次级绕组48中流动，从而维持VDS S1。
在“拐点”162处，变压器12中的磁通量已经被完全耗尽(例如，被去除)，从而终止了从次级绕组48中的电流施加在初级绕组42上的电磁力。由磁化电感56和Coss_eff 90形成的谐振电路随后将在第二端子46处形成阻尼振荡。因此，VDS S1从162振荡到低点166，然后返回到170，而VDS S2从164振荡到高点168，然后返回到174。
当VDS S2两端的电势处于174处的最小值时，栅极S2的第二脉冲142被启动，从而在170和172之间产生小电容阶跃函数。第二脉冲142的启动由分流磁化电感56来终止谐振。第二脉冲142在146处终止，使得VDS S1从176到180返回地，并且VDS S2从178上升到182。
图5和图6示出了将抖动添加到有源钳位24的脉冲波形的影响，其中第二脉冲142集中在VDS S2最小的时刻。图5和图6示出了如图4所示的波形，其中振荡电压在192处由第一脉冲136缓冲，并且被钳位到等于钳位电压194的电压，该电压高于反激转换器的输入处所提供的交流电压(Vin)198。一旦第一脉冲136终止，VDS S1电压维持在高于Vin 198的平均值的nVo 196水平，其中nVo是从次级侧反射到初级侧的通过匝数比率“n”减少的变压器12的反射输出电压(例如，次级绕组48的绕组匝数与初级绕组42的绕组匝数的比率)。图5中的关键时间段200和图6中的220表示谐振周期的下半部分，其中开关第二脉冲142将辐射最少的能量。当抖动被添加到控制有源钳位24的脉冲波形时，来自电流不连续和谐振的累积辐射通过在更宽的频谱上散布许多辐射而减少。利用本文所述的方法，通过向脉冲波形添加抖动，辐射被有效地减少到所需的EMI阈值以下。
在图5和图6中，针对VDS S1示出的九个定时值202以及针对VDS S2示出的类似的204表示在抖动范围206内变化的第二脉冲的前沿144。在图5所示的800ns至1000ns的相对较长的谐振周期内，400ns的抖动范围不会在关键时间段200内侵占。但是，随着谐振频率的增加，如图6所示，在500ns至600ns的谐振周期内，相同的400ns抖动范围导致第二脉冲的前沿144发射大量辐射，这损害了EMI合规性。应当理解，在各种实施方案中，抖动范围内的各种抖动范围和抖动位置数量是可能的。
现在转到图7，通过将前沿移动到与最大VDS S1值重合(或者相反地最小VDS S2值)并且将抖动添加到第二脉冲的后沿来优化第二脉冲。图7示出了控制第一开关82的栅极的一系列第一脉冲222、224和226，其具有未应用抖动的第一周期(Tsw)228和应用了抖动的第二周期(Tsw+2Jd)230。示出了一系列第二脉冲232、234、236和238。前两个脉冲232和234对应于未应用抖动的周期228。第二组的两个脉冲236和238对应于应用了抖动的第二周期230。在抖动应用之前，示出脉冲236和238的宽度分别为240和250，并且在应用抖动之后分别为242和252，其中抖动值(Jd)被示出为254。
类似于图4，应用到有源钳位24的第一脉冲232在260处缓冲电压峰值，并且第二脉冲234在262处终止谐振，否则波形VDS S1和VDS S2将分别如264和266所示那样继续下去。随着抖动被应用到后沿，应用到有源钳位24的第二周期的第一脉冲236在270处缓冲电压峰值，并且第二周期的第二脉冲238在272处终止谐振，否则波形VDS S1和VDS S2将分别如264和276所示那样继续下去。示出了在各个实施方案中所提供的抖动值256，其中抖动值256的振幅与抖动定时254成比例。在其他示例中，抖动值256控制图2的第二脉冲发生器112的定时。
图8示出了适用于本文所述的实施方案的用于减少EMI的方法300。参照图1、图7和图8，在302处，第一开关(例如，初级侧开关20)被启动以生成初级电流，从而生成磁通量。在一个示例中，磁通量在变压器的初级绕组中生成，并且磁通量在变压器的磁芯中生成。在304处，第一开关(例如，初级侧开关20)被停用以从在302处生成的磁通量生成次级电流。在306处，利用第一电压脉冲启动第二开关(例如，有源钳位电路)以钳位过电压(例如，电压峰值)，如图4、图6和图7所示。在308处，通过第二电压脉冲启动第二开关(例如，有源钳位电路)以限制振荡(例如，谐振)电压。在310处，第一电压脉冲的第一脉冲宽度增加，如图7中的242所示。在312处，第二电压脉冲的第二脉冲宽度增加，如图7中的252所示。
如将理解的，所公开的实施方案至少包括以下内容。在一个实施方案中，反激转换器包括被配置成使变压器的初级绕组接地的初级侧开关。有源钳位被配置为限制初级侧开关两端的过电压。有源钳位反激(ACF)控制器连接到有源钳位电路和初级侧开关。ACF控制器包括第一脉冲发生器，该第一脉冲发生器被配置为启动初级侧开关以在变压器中生成磁通量，并且被配置为停用初级侧开关以从该磁通量在变压器的次级绕组中生成次级电流。通过生成次级电流去除磁通量。第二脉冲发生器被配置为利用第一电压脉冲来启动有源钳位电路，第二电压脉冲跟随在所述第一电压脉冲后。第一电压脉冲启动有源钳位电路以响应于初级侧开关被停用而限制过电压。第二电压脉冲响应于与初级侧开关的有效电容器谐振的变压器的磁化电感来限制初级侧开关两端的电压振荡，所述谐振发生在去除磁通量之后。第一电压脉冲的第一宽度通过第一抖动延迟而增加。第二电压脉冲的第二宽度通过第二抖动延迟而增加。
反激转换器的替代实施方案包括下述特征之一，或它们的任何组合。有源钳位电路包括与钳位电容器串联连接的N沟道晶体管。有源钳位电路与变压器的初级绕组并联连接。有源钳位电路包括与钳位电容器串联连接的P沟道晶体管。有源钳位电路连接在初级侧开关的漏极和接地端子之间。波形发生器包括第一脉冲发生器和第二脉冲发生器。第二电压脉冲的前沿与电压振荡的谐振电压的最大值重合。第一抖动延迟被添加到第一电压脉冲的第一后沿，并且第二抖动延迟被添加到第二电压脉冲的第二后沿。第一抖动延迟等于第二抖动延迟。第一抖动延迟和第二抖动延迟各自是多个抖动延迟中的相应抖动延迟，其被选择用于将电压振荡的过电压和谐振电压中的至少一个的辐射振幅减小到低于电磁干扰限制。
在另一个实施方案中，有源钳位反激(ACF)控制器包括第一脉冲发生器，该脉冲发生器被配置为启动第一开关以在其中生成初级电流，并且被配置为停用第一开关以从由初级电流生成的磁通量生成次级电流。通过生成次级电流去除磁通量。第二脉冲发生器被配置为利用第一电压脉冲来启动连接到第一开关的第二开关，第二电压脉冲跟随在所述第一电压脉冲后。第一电压脉冲限制第一开关两端的过电压。响应于第一开关的停用而生成过电压。第二电压脉冲限制第一开关两端的电压振荡，电压振荡在去除磁通量之后发生。第一电压脉冲的第一宽度通过第一抖动延迟而增加。第二电压脉冲的第二宽度通过第二抖动延迟而增加。
ACF控制器的替代实施方案包括下述特征之一，或它们的任何组合。第一开关是被配置为在变压器的初级绕组中生成初级电流，在变压器中生成磁通量以及在变压器的次级绕组中生成次级电流的初级侧开关。波形发生器包括第一脉冲发生器和第二脉冲发生器。第二电压脉冲的前沿与电压振荡的谐振电压的最大值重合。第一抖动延迟被添加到第一电压脉冲的第一后沿，并且第二抖动延迟被添加到第二电压脉冲的第二后沿。第一抖动延迟等于第二抖动延迟。第一抖动延迟和第二抖动延迟各自是多个抖动延迟中的相应抖动延迟，其被选择用于将电压振荡的过电压和谐振电压中的至少一个的辐射振幅减小到低于电磁干扰限制。
在另一个实施方案中，一种用于减少反激转换器中的电磁干扰的方法包括启动第一开关以在其中生成初级电流。第一开关被停用以从由初级电流生成的磁通量生成次级电流。通过生成次级电流去除磁通量。利用第一电压脉冲启动第二开关以限制第一开关两端的过电压。响应于第一开关的停用而生成过电压。利用第二电压脉冲启动第二开关以限制第一开关两端的电压振荡。电压振荡发生于去除磁通量之后。第一电压脉冲的第一脉冲宽度通过第一抖动延迟而增加。第二电压脉冲的第二脉冲宽度通过第二抖动延迟而增加。
用于减少反激转换器中的电磁干扰的方法的替代实施方案包括下述特征之一，或它们的任何组合。生成第二电压脉冲包括选通第二脉冲的前沿以与电压振荡的谐振电压的最大值重合。增加第一脉冲宽度和第二脉冲宽度包括通过相应的第一抖动延迟和第二抖动延迟将第一电压脉冲和第二电压脉冲相应的后沿延迟。第一脉冲宽度和第二脉冲宽度通过相同的抖动延迟而增加。随后的第一电压脉冲的随后的第一脉冲宽度和随后的第二电压脉冲的随后的第二脉冲宽度中的每一个都通过与相应的第一电压脉冲和第二电压脉冲的第一抖动延迟和第二抖动延迟不同的抖动延迟而增加，从而将反激转换器的辐射振幅降低到低于电磁干扰限制。
附加示例实施方案：
以下是示例实施方案，其包括至少一些被明确地列举为“EC”(示例组合)的示例实施方案，并且根据本文所述的概念提供对各种实施方案类型的附加描述；这些示例并非旨在相互排斥、穷举或限制；并且本发明不限于这些示例实施方案，而是将所有可能的修改和变化包括在所公布的权利要求及其等同物的范围内。
EC1.反激转换器包括被配置成使变压器的初级绕组接地的初级侧开关。有源钳位被配置为限制初级侧开关两端的过电压。有源钳位反激(ACF)控制器连接到有源钳位电路和初级侧开关。ACF控制器包括第一脉冲发生器，该第一脉冲发生器被配置为启动初级侧开关以在变压器中生成磁通量，并且被配置为停用初级侧开关以从该磁通量在变压器的次级绕组中生成次级电流。通过生成次级电流去除磁通量。第二脉冲发生器被配置为利用第一电压脉冲来启动有源钳位电路，第二电压脉冲跟随在所述第一电压脉冲后。第一电压脉冲启动有源钳位电路以响应于初级侧开关被停用而限制过电压。第二电压脉冲响应于与初级侧开关的有效电容器谐振的变压器的磁化电感来限制初级侧开关两端的电压振荡，所述谐振发生在去除磁通量之后。第一电压脉冲的第一宽度通过第一抖动延迟而增加。第二电压脉冲的第二宽度通过第二抖动延迟而增加。
EC2.根据EC1所述的转换器，其中有源钳位电路包括与钳位电容器串联连接的N沟道晶体管，有源钳位电路与变压器的初级绕组并联连接。
EC3.根据EC1所述的转换器，其中有源钳位电路包括与钳位电容器串联连接的P沟道晶体管，有源钳位电路连接在初级侧开关的漏极和接地端子之间。
EC4.根据EC1所述的转换器，其中波形发生器包括第一脉冲发生器和第二脉冲发生器。
EC5.根据EC1所述的转换器，其中第一抖动延迟等于第二抖动延迟。
EC6.根据EC1所述的转换器，其中第一抖动延迟和第二抖动延迟各自是多个抖动延迟中的相应抖动延迟，其被选择用于将电压振荡的过电压和谐振电压中的至少一个的辐射振幅减小到低于电磁干扰限制。
EC7.有源钳位反激(ACF)控制器包括第一脉冲发生器，该脉冲发生器被配置为启动第一开关以在其中生成初级电流，并且被配置为停用第一开关以从由初级电流生成的磁通量生成次级电流。通过生成次级电流去除磁通量。第二脉冲发生器被配置为利用第一电压脉冲来启动连接到第一开关的第二开关，第二电压脉冲跟随在所述第一电压脉冲后。第一电压脉冲限制第一开关两端的过电压。响应于第一开关的停用而生成过电压。第二电压脉冲限制第一开关两端的电压振荡，电压振荡在去除磁通量之后发生。第一电压脉冲的第一宽度通过第一抖动延迟而增加。第二电压脉冲的第二宽度通过第二抖动延迟而增加。
EC8.根据EC7所述的控制器，其中第一开关是被配置为在变压器的初级绕组中生成初级电流，在变压器中生成磁通量以及在变压器的次级绕组中生成次级电流的初级侧开关。
EC9.根据EC7所述的控制器，其中波形发生器包括第一脉冲发生器和第二脉冲发生器。
EC10.根据EC7所述的控制器，其中第一抖动延迟等于第二抖动延迟。
EC11.一种用于减少反激转换器中的电磁干扰的方法包括启动第一开关以在其中生成初级电流。第一开关被停用以从由初级电流生成的磁通量生成次级电流。通过生成次级电流去除磁通量。利用第一电压脉冲启动第二开关以限制第一开关两端的过电压。响应于第一开关的停用而生成过电压。利用第二电压脉冲启动第二开关以限制第一开关两端的电压振荡。电压振荡发生于去除磁通量之后。第一电压脉冲的第一脉冲宽度通过第一抖动延迟而增加。第二电压脉冲的第二脉冲宽度通过第二抖动延迟而增加。
EC12.根据EC11所述的方法，其中还包括通过相同的抖动延迟而增加第一脉冲宽度和第二脉冲宽度。
EC13.根据EC12所述的方法，其中随后的第一电压脉冲的随后的第一脉冲宽度和随后的第二电压脉冲的随后的第二脉冲宽度中的每一个都通过与相应的第一电压脉冲和第二电压脉冲的第一抖动延迟和第二抖动延迟不同的抖动延迟而增加，从而将反激转换器的辐射振幅降低到低于电磁干扰限制。
尽管本文参考具体实施方案来描述本发明，但是在不脱离下述权利要求中阐述的本发明范围的情况下，可以进行各种修改和改变。因此，说明书和附图被认为是说明性的而不是限制性的，并且所有这些修改皆旨在被包括在本发明的范围内。本文针对具体实施方案所描述的任何益处、优点或问题的解决方案，不旨在被解释为任何或所有权利要求的关键、必需或基本特征或要素。
除非另有说明，否则术语诸如“第一”和“第二”用于任意地区分这些术语所描述的要素。因此，这些术语不一定意在表示这些要素的时间优先级或其他优先级。