本发明涉及电力电子变流技术、智能控制和两电平三相逆变器的技术领域，尤其是指一种用于两电平三相逆变器的定频有限集模型预测控制方法。
背景技术：
传统有限集模型预测控制在一个开关周期内只作用一个真实开关矢量，而真实开关矢量与参考电压矢量不可能完全相等，必然存在着误差，这个误差最终会反映到输出电流上，而要尽可能的消除误差，则必须要提高采样频率，但是采样频率的提升会导致开关损耗的增大，这就产生了一对矛盾。此外，由于相邻的两个开关周期之间控制没有相关性，因而传统有限集模型预测控制的变换器具有开关频率不固定的缺点。
目前解决有限集模型预测控制开关频率不固定的问题主要有两种方法，一种是利用调制技术，在有限集模型预测控制率中计算出占空比，然后用调制器产生通断信号。这种方法虽然实现了固定的开关频率，但是往往仍需要计算多个预测量，计算量大。另一种方法是调整目标函数，在目标函数中加入对开关频率的考量。这种方法简单而有效，同时保留了快速性，但是需要采样频率比参考开关频率大得多，大大增加了硬件的负担。
技术实现要素：
本发明的目的在于克服现有技术的缺点与不足，提出了一种用于两电平三相逆变器的定频有限集模型预测控制方法，该方法在传统有限集模型预测控制方法上做出改进，将每个真实离散电压矢量等分为N份，并通过这8N份参考电压矢量合成虚拟电压矢量，最优虚拟矢量不是通过虚拟矢量表遍历得到，而是通过参考电压矢量实时计算得到，将得到的最优虚拟矢量乘以所处扇区的唯一求时间矩阵，则计算出真实开关矢量的作用时间以及在一个开关周期中的占比，这个占比一定是1/2N的整数倍，该占比通过PWM调制器产生开关切换信号，实现固定的开关频率，同时提升控制精度。
为实现上述目的，本发明所提供的技术方案为：用于两电平三相逆变器的定频有限集模型预测控制方法，包括以下步骤：
S1、利用电流霍尔传感器分别采样三相输出电流(ia、ib、ic)，并转换为数字信号；
S2、根据设定的参考电流幅值得到当前时刻的三相参考电流瞬时值(i*a、i*b、i*c)；
S3、完成步骤S1和S2后，将得到的采样值和参考值利用坐标变化从三相ABC坐标系转换到αβ坐标系中，得到αβ坐标系中的采样电流值iα(k),iβ(k)和参考电流值i*α(k+1),i*β(k+1),其中i表示电流量，下标α和β分表表示在αβ坐标系中对应的α坐标和β坐标，上标*表示该值为参考量，k和k+1分别表示第kTs时刻和第(k+1)Ts时刻，Ts为开关周期；
S4、依据无差拍控制原理，得到使(k+1)Ts时刻输出电流等于参考电流的参考电压矢量(U*α(k+1),U*β(k+1))，其中U表示电压量；
S5、将得到的参考电压矢量转换到60°坐标系中，即gh坐标系中，得到参考电压矢量Uref(k+1)＝[U*g(k+1),U*h(k+1)]T，其中Uref表示参考电压矢量，下标g和h表示在gh坐标系中对应的g坐标和h坐标，并依此计算选出三个离参考电压矢量最近的虚拟电压矢量，其中，虚拟电压矢量是基于将每个真实开关电压矢量等分为N份，N是正整数；
S6、分别计算三个虚拟电压矢量的目标函数值，并选出使目标函数最小的虚拟电压矢量Uopt(k+1)＝[Uopt,g(k+1),Uopt,h(k+1)]T，其中下标opt表示最优量；
S7、将得到的最优虚拟电压矢量转换到αβ坐标系中，判断其所处的扇区，并乘以该扇区对应的求时间矩阵得到该扇区的两个真实非零矢量的作用时间，该作用时间是1/2N的整数倍；
S8、根据步骤S7得到的作用时间和扇区计算三个开关切换时间tcm1,tcm2,tcm3，其中t表示时间，下标cm1、cm2和cm3为标记量，送至PWM调制器产生开关切换信号作用于逆变器。
在步骤S5中，得到的虚拟矢量是基于将每个真实开关电压矢量等分为N份，用虚拟矢量去逼近真实的参考矢量，因而N越大，逼近效果越好，误差越小；此外，最近三矢量的选取不再是在传统的90°坐标系，而是一个60°坐标系中通过参考电压矢量计算得到的，从而避免复杂的三角函数计算，节省计算量。
在步骤S7中，需要将步骤S6中得到的最优虚拟矢量变换到αβ坐标系中，由于虚拟矢量是相邻两个真实矢量在1/2N的整数倍的作用时间下合成的，因而对于每个区间都存在一个唯一的求时间矩阵，将最优虚拟矢量在αβ坐标系中的坐标值右乘该求时间矩阵则能够得到每个真实矢量的作用时间。
在步骤S8中，通过区间与步骤S7中计算的真实矢量作用时间判断开关的切换时间tcm1,tcm2,tcm3，并通过PWM调制器控制变换器，实现定频有限集模型预测控制。
本发明与现有技术相比，具有如下优点与有益效果：
本发明方法是在传统有限集模型预测控制的基础上，人为的将一个开关周期分为2N份，则8个真实的离散电压矢量也分成了N个相等的小矢量，通过这8N个小矢量则可以合成多个虚拟矢量，由于参考电压矢量端点必然位于某三个虚拟矢量形成的等边三角形中，因此，可以在不构建矢量表的情况下通过参考电压矢量在一个60°坐标系中计算出三个最近的虚拟矢量，然后选取三个矢量中使目标函数最小的虚拟矢量，定位该最佳开关矢量在两相静止坐标系αβ坐标系中的区间，并由每个区间唯一的求时间矩阵计算真实矢量的作用时间，则可以判断每个桥臂开关的状态切换时间，即得到每个桥臂的占空比，该占空比在调制器的作用下使变换器实现了固定的开关频率。这相比现有技术，本发明方法保留了传统有限集模型预测控制优点的同时，不需要离线存储虚拟矢量表格，节省了计算量，而且只有三个备选矢量参与寻优过程，加快了运算速度，实现了固定的开关频率(采样频率和开关频率一致)同时提升了控制精度，且N越大，精度越高，具有实际推广价值。
附图说明
图1是本发明方法的控制框图。
图2是本发明方法的算法流程图。
图3是本发明方法中将每个真实矢量等分N＝3份后合成的虚拟矢量图。
图4a、4b分别是应用传统有限集模型预测控制和本发明(N＝100)的两电平三相逆变器的matlab仿真三相输出电流的效果图。
图5a、5b分别是应用传统有限集模型预测控制和本发明(N＝100)的两电平三相逆变器的matlab仿真线电压的效果图。
图6a、6b分别是应用传统有限集模型预测控制和本发明(N＝100)的两电平三相逆变器的matlab仿真A相输出电流的谐波分析图。
具体实施方式
下面结合具体实施例对本发明作进一步说明。
如图1和图2所示，本实施例所提供的用于两电平三相逆变器的定频有限集模型预测控制方法，具体实施如下：
1)假设电路为线性负载，交流输出侧的滤波电感为L，电阻负载为R，ABC三相参数均相等，系统采样频率为Fs，则周期为Ts＝1/Fs。三相ABC静止坐标系下开关函数S定义为S＝{Sa，Sb，Sc}，每相上桥臂导通时Si(i＝a、b、c)＝1，下桥臂导通时Si(i＝a、b、c)＝0；我们可以得到开关函数S共有8种，即S＝[000；001；011；010；110；100；101；111]；另外假设当前采样时刻为k时刻，上一采样时刻为k-1时刻。
2)将两电平三相逆变器的数学模型从三相ABC静止坐标系变换到两αβ相静止坐标系，根据基尔霍夫电压定律得到交流侧电流关系如式(1)：
其中，iα和iβ为三相逆变器的输入电流值(ia、ib、ic)变换到两相αβ静止坐标系的值；Uα和Uβ是开关函数S对应的开关电压矢量变换到两相αβ静止坐标系的值。
将式(1)离散化得到k+1采样时刻的电流表达式(2)：
其中，iα(k)和iβ(k)为k采样时刻两相αβ静止坐标系下三相逆变器的输入电流测量值；iα(k+1)和iβ(k+1)为k+1采样时刻两相αβ静止坐标系下三相逆变器的预测电流值。
3)为了在同一个坐标系下进行计算，将i*a、i*b、i*c转换到两相αβ静止坐标系下得到i*α和i*β，为使得k+1时刻预测电流很好的跟踪参考电流i*α和i*β，令(2)式中k+1时刻的预测电流值iα(k+1)和iβ(k+1)分别等于i*α(k+1)和i*β(k+1)，由此可以得到k+1时刻的参考电压矢量：
其中U*α(k+1),U*β(k+1)即为得到的参考电压矢量在αβ静止坐标系下的坐标值。
4)利用k采样时刻的开关函数值Si(k)(i＝1,2，…,8)和霍尔传感器采样得到的三相输出电流值，在两相αβ静止坐标系下用式(3)计算出参考电压矢量值。
5)如果直接建立离线虚拟矢量表，则随着N的增大，虚拟矢量的数量呈指数形式增大，会占据大量的内存，而且会延长算法的寻优过程，增加硬件成本。本发明采用一种基于参考电压矢量计算虚拟矢量而省略离线矢量表的方法求取最优矢量，首先将参考电压矢量从两相αβ静止坐标系中通过坐标变换转换到gh坐标系中，变换原则为：
其中T为转换矩阵。
将式(3)得到的[U*α(k+1),U*β(k+1)]T左乘转换矩阵T即可得到gh坐标系下的参考电压矢量Uref(k+1)＝[U*g(k+1),U*h(k+1)]T，在将每个真实矢量等分N份后合成的虚拟矢量图(图3中N＝3)中，参考电压矢量必然位于某一个小三角形内，设其中gref,href为任意实数，则可计算得到四个备选的虚拟矢量：
其中分别表示向下取整和向上取整。
则Ulu和Uul必然是三个最近矢量中的两个，剩下的两个矢量分部在对角线两侧，对角线方程为：
g+h＝Ulu,g+Ulu,h (6)
其中，下标g和h分别表示它们在gh坐标系下的g坐标和h坐标。
则可依下式判断剩余的两个矢量Ull和Uuu中哪个是剩余的最近矢量：
NU*g(k+1)+NU*h(k+1)-(Ulu,g+Ulu,h) (7)
若上式的计算结果为正，则最后一个最近矢量为Uuu，否则为Ull。将得到的三个最近矢量分别记为U1(k+1),U2(k+1)和U3(k+1)。
6)将得到的三个最近虚拟矢量通过定义的目标函数计算，选出使目标函数最小的那个虚拟矢量，目标函数定义为：
其中，下标i＝1，2，3是三个最近矢量U1(k+1),U2(k+1)和U3(k+1)的序号。
7)选出的最优虚拟矢量记为Uopt(k+1)＝[Uopt,g(k+1),Uopt,h(k+1)]T＝(x/N,y/N)，则x和y必然是整数值，将其重新变换到两相αβ静止坐标系，即乘以式(3)中T的逆矩阵，而每个虚拟矢量都是由其相邻的两个非零真实矢量合成的，根据非零真实矢量和最优虚拟矢量在两相αβ静止坐标系中的坐标值可以求出对每个真实矢量的占比和最优虚拟矢量所在扇区，而每个真实矢量对应一种开关状态，则其占比对应的是开关状态的持续时间，且该时间必然是1/2N的整数倍，由此形成三个切换时间tcm1,tcm2,tcm3，通过PWM调制器产生开关切换信号作用于逆变器。
作为优选，可选用德州仪器公司2000系列的DSP处理器进行算法计算。
如图4a、4b所示，应用本发明和传统有限集模型预测控制的两电平三相逆变器的matlab仿真得到的输出三相电流，可以看到具有动态响应快，稳定性强的特点。
如图5a、5b所示，应用本发明和传统有限集模型预测控制的两电平三相逆变器的matlab仿真得到的线电压的波形图和谐波分布图，图中可以看出本发明的线电压谐波分布更为集中。
如图6a、6b所示，应用本发明和传统有限集模型预测控制的两电平三相逆变器的matlab仿真得到的A相输出电流的谐波分析，可以看到传统控制方法谐波较大，且分布不集中，而本发明的控制方法中实现了谐波更小，且高频谐波集中在开关频率附近和其倍频附近。
以上所述实施例只为本发明之较佳实施例，并非以此限制本发明的实施范围，故凡依本发明之形状、原理所作的变化，均应涵盖在本发明的保护范围内。