本发明涉及光伏发电技术领域，具体涉及一种DCM变频控制的反激单相光伏并网微型逆变器及变频控制方法。
背景技术：
已有的反激式单相光伏并网逆变器其控制策略都有相应缺点：
(1)CCM反激式单相光伏微型逆变器其传递函数有一个右半平面的零点，需要对整个系统进行闭环电流控制，其系统控制复杂；由于整个系统中引入了PI控制，PI控制存在一定的误差，会导致电流跟踪电流参考信号时出现偏差，影响并网电流的质量；在CCM模式下，当反激主开关管下次导通时，储存在电感中的能量没有完全传递到电网，造成了能量损耗降低了逆变器整体效率；
(2)BCM反激式单相光伏并网微型逆变器只能工作在变频模式，其频率不受控制，在正弦波零点附近其频率能达到兆赫兹级别，不仅加大了对硬件的要求增加了系统成本，而其增大了开关损耗影响逆变器整体效率。
(3)传统DCM恒频控制反激式单相光伏并网微型逆变器其开关频恒定，在正弦波零点附近或瞬时输出功率较小时仍然保持较高的开关频率，增大了开关损耗，影响逆变器的整体效率。
技术实现要素：
针对现有技术的上述不足，本发明提供了一种DCM变频控制的反激单相光伏并网微型逆变器及变频控制方法。
为达到上述发明目的，本发明所采用的技术方案为：
提供一种DCM变频控制的反激单相光伏并网微型逆变器，其包括反激单相光伏并网微型逆变器主电路和电流峰值与开关频率控制单元，电流峰值与开关频率控制单元包括电容Cq、第一电流源和第二电流源，第一电流源和第二电流源之间设置有可控单刀双掷开关S5；电容Cq与第一比较器的负相输入端连接，第一比较器的输出端与第一RS接触器和第二RS触发器的S端连接；第一RS触发器的Q端与可控单刀双掷开关S5连接，第二RS触发器的R端与第二比较器的输出端连接；反激单相光伏并网微型逆变器主电路中的开关管Q1与接地端之间设置有原边电流采样电阻Rs，且第二RS触发器的Q端与开关管Q1连接；第一比较器的正相输入端接地，第二比较器的正相输入端输入原边电流采样电阻Rs采集的原边电流采样信号，第二比较器的负相输入端接入恒定电压值；反激单相光伏并网微型逆变器主电路中的反激变压器上设置有检测次级电流过零的辅助绕组Nb，辅助绕组Nb上的电压信号与主控器连接，第一RS触发器的R端与主控器相接。
进一步地，辅助绕组Nb通过调理电路与主控器连接。
进一步地，原边电流采样电阻通过原边采样电路与第二比较器的正相输入端连接。
进一步地，第一电流源为一恒定电流源，第二电流源为可变电流源。
一种DCM变频控制的反激单相光伏并网微型逆变器的变频控制方法，其特征在于，包括以下步骤：
S1：在整个变频控制周期初始时刻，开关管Q1导通，可控单刀双掷开关S5位于b点，此时电容Cq以第一电流源的值减去第二电流源的值为大小的电流值进行充电；
S2：原边电流采样电阻Rs采集的原边电流采样信号与第二比较器给定的值进行比较，当原边电流采样信号大于给定的值时，比较器二输出高电平给第二RS触发器的R端，此时第二触发器的Q输出端输出低电平，从而关断开关管Q1；
S3：开关管Q1关断后，反激变压器次级绕组Ns的感应电流通过二极管D开始逐渐下降，当电流下降到零的时候，此时辅助绕组Nb上的电压发生跳变，主控器检测到辅助绕组Nb上电压的跳变信号后产生一个高电平给第一RS触发器的R端；
S4：接着，第一RS触发器的Q输出端输出低电平控制单刀双掷开关S5位于a点，第一电流源被旁路，电容Cq以第二电流源的值进行放电；
S5：此时，第一比较器将电容Cq两端的电压与零值进行比较，当电容Cq两端的电压小于零时，第一比较器输出高电平给第一RS触发器和第二RS触发器的S端；第一RS触发器的Q输出端输出高电平控制单刀双掷开关位于b点，第二RS触发器的Q输出端输出高电平控制主开关管Q1导通，开始下一个控制周期。
本发明的有益效果为：DCM变频控制具有开关频率可变、开关损耗小、逆变器整体效率高等优点，利用恒定原边电流峰值单元和开关频率控制单元实现本发明提出的变频控制。采用的电流峰值与开关频率控制单元中的开关频率控制功能并不需要平均电流传感器，而是通过采样电阻Rs采取每个周期内反激变压器原边电感电流，再由辅助绕组Nb检测次级电流过零，根据原副边电感电流的变化，采用简单的逻辑电路实现开关周期的调整，从而保证平均输出电流跟随设定的参考电流。另外，由于在每个周期内电感电流被精确的控制，所以逆变器输出的并网电流THD值较低，提高了反激逆变器并网电流的质量，保证了单相光伏并网微型逆变器并网的可靠性，从而确保了电网运行的安全。
电流峰值与开关频率控制单元中的开关频率控制是由一个电容Cq和两个电流源以及检测电路实现，通过两个电流源对电容Cq的充放电过程控制开关管Q1的频率；整个周期从开关管Q1的导通开始，与此同时可控单刀双掷开关S5接通b点，电容Cq开始充电，当原边电流达到给定的电流峰值时关断开关管Q1，此时反激变压器的副边Ns流过感应电流并经副边二极管D逐渐下降；当次级电流减小到零时，可控单刀双掷开关S5切换到a点，电容Cq以第二电流源的电流大小开始放电，当电容Cq电压放电到零时开始下一个周期。该控制的主要目的是为了产生一个恒定峰值的原边电感电流并输出一个满足要求的并网电流。
由于第二电流源为可变电流源，电容Cq的充放电电流大小可变，从而决定了电容Cq的充放电周期可变，该周期决定了反激变压器开关管Q1的开关频率，从而实现了反激式单相光伏并网微型逆变器的恒电流峰值DCM变频控制；辅助绕组电压调理电路对辅助绕组Nb上的电压信号进行调理，提高信号质量；原边电流采样电路对原边电流采样电阻采集的信号进行放大和滤波处理。
本发明方案提出的DCM变频控制策略，能够实现反激式单相光伏微型并网逆变器在DCM工作模式下的变频控制，在低瞬时输出功率时开关频率较低，能有效降低开关损耗从而提升逆变器的整体效率。
附图说明
图1为DCM变频控制电气原理图。
图2为电流峰值与开关频率控制单元电气原理图。
图3为DCM变频控制反激变压器初次级电感电流波形图。
图4为恒频控制与变频控制开关频率变化曲线图。
图5为不同输出功率时开关频率对比曲线图。
图6为DCM变频控制原边电感电流波形图。
图7为DCM变频控制过程图。
图8为辅助绕组电压调理电路的电路图。
图9为原边电流采样电路图。
具体实施方式
下面对本发明的具体实施方式进行描述，以便于本技术领域的技术人员理解本发明，但应该清楚，本发明不限于具体实施方式的范围，对本技术领域的普通技术人员来讲，只要各种变化在所附的权利要求限定和确定的本发明的精神和范围内，这些变化是显而易见的，一切利用本发明构思的发明创造均在保护之列。
如图1和图2所示，一种DCM变频控制的反激单相光伏并网微型逆变器，其包括反激单相光伏并网微型逆变器主电路和电流峰值与开关频率控制单元，电流峰值与开关频率控制单元包括电容Cq、第一电流源和第二电流源，第一电流源和第二电流源之间设置有可控单刀双掷开关S5；电容Cq与第一比较器的负相输入端连接，第一比较器的输出端与第一RS接触器和第二RS触发器的S端连接；第一RS触发器的Q端与可控单刀双掷开关S5连接，第二RS触发器的R端与第二比较器的输出端连接；反激单相光伏并网微型逆变器主电路中的开关管Q1与接地端之间设置有原边电流采样电阻Rs，且第二RS触发器的Q端与开关管Q1连接；第一比较器的正相输入端接地，第二比较器的正相输入端输入原边电流采样电阻Rs采集的原边电流采样信号，第二比较器的负相输入端接入恒定电压值；反激单相光伏并网微型逆变器主电路中的反激变压器上设置有检测次级电流过零的辅助绕组Nb，辅助绕组Nb上的电压信号与主控器连接，第一RS触发器的R端与主控器相接。
如图8和图9所示，本方案优选辅助绕组Nb通过电压调理电路与主控器连接，原边电流采样电阻通过原边采样电路与第二比较器的正相输入端连接；第一电流源采用一恒定电流源，第二电流源采用可变电流源。
电流峰值与开关频率检测控制单元向开关管Q1输出驱动信号；电流源一与电流源二其取值方法如下：
由于电感充电特性可知反激变压器原边电感充电时间ton(t)可由公式(1)所示：
式中Lp为反激变压器原边电感量，ipk(t)为原边电流峰值，upv为光伏组件输出电压。
二极管D导通时间toff(t)如公式(2)所示：
式中uout(t)为并网电压，n为反激变压器副边与原边匝数比。
为保证反激变压器次级电流平均值跟随参考电流，则需满足表达式：
式中i'ref＝|iout(t)|为参考电流，iout(t)为输出并网电流，Ts(t)为开关周期。
结合公式(2)、公式(3)可得到开关管Q1的频率fs'(t)表达式为：
为使开关管Q1的频率跟随输出功率变化，则ipk(t)取为恒定常值Ipk。此时开关频率表达式可整理为：
式中P0为额定输出功率。
在整个控制过程中开关管Q1的变频控制由电容Cq的充放电过程与相应的逻辑电路实现，其控制过程如图7所示。电容Cq的充电过程由第一电流源和第二电电流源的大小决定，在电容Cq的一个充放电周期内由于电荷守恒便可以得到如下表达式：
式中I1为电容Cq充电电流，I2为电容Cq放电电流。
当反激变压器原边电感电流峰值ipk(t)为恒定的Ipk时由公式(1)、(2)、(3)、(6)可得到第一电流源与第二电流源的大小关系：
由于电容Cq充电电流I1为第一电流源的值减去第二电流源的值，电容Cq放电电流I2为第二电流源的值，所以由公式(7)可将第一电流源的值取为Ipk/(2n)，第二电流源的值取为[uout/(nupv)+1]·i'ref。
由于给电容Cq充电的电流I1应该满足大于零，既必须满足表达式：
为了严格满足表达式(8)则选取Ipk/(2n)略大于[uout/(nupv)+1]·i'ref。经过整理后可得到Ipk的取值如表达式：
式中Im为输出并网电流的有效值，Um为并网电压的有效值。
通过上述公式推导可知，当设定变频控制的最大开关频率为100KHz时，由于Ipk恒定从而可以计算出反激变压器原边电感量，进而可以得到在P0＝125W时开关频率的变化曲线图如图4所示；可以看出在半个工频周期内开关管Q1的频率随着瞬时输出功率的大小变化而变化，也可以看出传统DCM恒频控制开关频率为100K时与DCM变频控制时开关频率的对比情况。在变频控制下的开关频率明显小于传统恒频控制下的开关频率，在零点附近瞬时输出功率较低时开关频率较低，从而能有效降低开关损耗，提升逆变器整体效率。
如图5所示，在同一电感参数条件下，不同输出功率时开关管Q1的频率变化对比，可以看出在半个工频周期内开关管的频率随功率的减小不断减小，这样在低输出功率时开关管Q1的频率较低从而能有效避免因频率过高引起的不必要的开关损耗，提升逆变器效率。
如图6所示，DCM变频控制下反激变压器原边电感电流波形，可知在半个工频周期内电感电流的峰值保持恒定，开关频率随瞬时输出功率变化而不断变化。在瞬时输出功率较低时开关频率较低，在瞬时输出功率较大时开关频率相应提高。
本方案相比于传统的DCM恒频控制方法，DCM变频控制具有开关频率可变、开关损耗小、逆变器整体效率高等优点，利用恒定原边电流峰值单元和开关频率控制单元实现本发明提出的变频控制采用的电流峰值与开关频率检测控制单元中的开关频率控制功能并不需要平均电流传感器，而是通过采样电阻Rs采取每个周期内反激变压器原边电感电流，再由辅助绕组Nb检测次级电流过零，根据原副边电感电流的变化，采用逻辑电路实现开关周期的调整，从而保证平均输出电流跟随设定的参考电流i'ref。另外，由于在每个周期内电感电流被精确的控制，所以逆变器输出的并网电流THD值较低，提高了反激逆变器并网电流的质量，保证了单相光伏并网微型逆变器并网的可靠性，从而确保了电网运行的安全。
如图2所示，电流峰值与开关频率控制单元中的开关频率控制是由一个电容Cq和两个电流源以及检测电路实现，通过两个电流源对电容Cq的充放电过程控制开关管的频率。整个周期从开关管Q1的导通开始，与此同时单刀双掷开关S5位于b点，电容Cq开始充电，当原边电流达到给定的电流峰值时关断开关管Q1，此时反激变压器的副边流过感应电流并经副边二极管D逐渐下降，当次级电流减小到零时，单刀双掷开关S5切换到a点，电容Cq以第二电流源的电流大小开始放电，当电容Cq电压放电到零时开始下一个周期。该控制的主要目的是为了产生一个恒定峰值的原边电感电流并输出一个满足要求的并网电流iout(t)，其单个周期内变频控制过程如图7所示。
由图7可知，当i'ref较小时电容Cq的充放电周期较长，从而减小了开关频率。反之，当i'ref较大时，电容Cq的充放电周期较短，因此增加了开关频率，开关频率跟随i'ref变化而变化。在整个过程中反激变压器副边的平均电流始终跟随参考电流i'ref变化，再经过反激单相光伏并网微型逆变器主电路中的工频换相桥模块和滤波器模块后，输出的并网电流就为标准的工频正弦电流iout(t)。
通过本方案的DCM变频控制的反激单相光伏并网微型逆变器的变频控制方法包括以下步骤：
S1：在整个变频控制周期初始时刻，开关管Q1导通，可控单刀双掷开关S5位于b点，此时电容Cq以第一电流源的值减去第二电流源的值为大小的电流值进行充电；
S2：原边电流采样电阻Rs采集的原边电流采样信号与第二比较器给定的值进行比较，当原边电流采样信号大于给定的值时，比较器二输出高电平给第二RS触发器的R端，此时第二触发器的Q输出端输出低电平，从而关断开关管Q1；
S3：开关管Q1关断后，反激变压器次级绕组Ns的感应电流通过二极管D开始逐渐下降，当电流下降到零的时候，此时辅助绕组Nb上的电压发生跳变，主控器检测到辅助绕组Nb上电压的跳变信号后产生一个高电平给第一RS触发器的R端；
S4：接着，第一RS触发器的Q输出端输出低电平控制单刀双掷开关S5位于a点，第一电流源被旁路，电容Cq以第二电流源的值进行放电；
S5：此时，第一比较器将电容Cq两端的电压与零值进行比较，当电容Cq两端的电压小于零时，第一比较器输出高电平给第一RS触发器和第二RS触发器的S端；第一RS触发器的Q输出端输出高电平控制单刀双掷开关位于b点，第二RS触发器的Q输出端输出高电平控制主开关管Q1导通，开始下一个控制周期。
本发明方案提出的DCM变频控制策略，能够实现反激式单相光伏微型并网逆变器在DCM工作模式下的变频控制，在低瞬时输出功率时开关频率较低，能有效降低开关损耗从而提升逆变器的整体效率。