本发明涉及直流电子负载领域，更具体地说，涉及一种具有超宽输入范围的回馈型电子负载电路及控制方法。
背景技术：
传统的直流电子负载通过使功率器件(例如IGBT)工作在线性区来等效一个受控的电阻，从而实现电源老化测试、蓄电池放电测试等。这种电子负载在使用中最终是将电能以发热的形式消耗掉，因此在电源测试过程中将消耗大量电能。
由于可以节省大量电能，基于能量回馈的直流电子负载已被广泛用于电源测试。基于能量回馈的直流电子负载的主电路一般由单级DC-AC逆变电路11 构成，如图1所示；或者是由一级DC-DC直流变换电路21加上一级DC-AC 逆变电路22构成，如图2所示。
上述DC-AC逆变电路11、22一般采用基于正弦波脉冲宽度调制(SPWM) 技术或者其它类似控制技术，将直流电能转化为与电网同频率、同相位的交流电能，并注入电网，实现能量回收。上述DC-AC逆变电路11、22支持的输入直流电压上限值一般不超过其下限值的5倍；而DC-DC直流变换电路21则一般采用脉冲宽度调制(PWM)技术，实现升压或者降压(可以是隔离电路，也可以是非隔离电路)，其支持的输入电压上限值也不超过比其下限值的5倍。因此上述基于能量回馈的直流电子负载，无论采用单级DC-AC逆变电路11 或者是DC-DC直流变换电路21和DC-AC逆变电路的组合电路，能够支持的直流电压输入范围较窄，上限电压一般不超过下限电压的10倍。
随着新能源产业的发展，需要用到超宽输入范围(例如要求输入电压上限电压比下限电压超过30倍)的直流电子负载设备的应用越来越多，例如各种新能源电池的测试，以及对各型动力电池的充电特性的模拟等等场合，上述基于能量回馈的直流电子负载显然已经不能够满足要求。
技术实现要素：
本发明要解决的技术问题在于，针对上述基于能量回馈的电子负载支持的直流输入电压范围较窄的问题，提供一种具有超宽输入范围的回馈型电子负载电路及控制方法。
本发明解决上述技术问题的技术方案是，提供一种具有超宽输入范围的回馈型电子负载电路，包括依次连接的第一变换单元、第二变换单元、第三变换单元以及控制单元，其中：所述第一变换单元根据所述控制单元输出的第一控制信号将直流输入电压升压或降压为恒定的直流中间电压；所述第二变换单元根据所述控制单元输出的第二控制信号将第一变换单元输出的恒定的直流中间电压转换为正弦波交流绝对值电压，且所述正弦波交流绝对值电压的频率为电网或本地交流电源电压频率的两倍；所述第三变换单元根据所述控制单元输出的第三控制信号将第二变换单元输出的正弦波交流绝对值电压转换为与电网或本地交流电源同频同相的交流电压并将能量回馈至电网或本地交流电源。
在本发明所述的具有超宽输入范围的回馈型电子负载电路中，所述第一控制信号为组合式PWM信号，且所述控制单元在所述第一变换单元的直流输入电压小于所述恒定的直流电压时向所述第一变换单元提供组合式PWM升压信号、在所述第一变换单元的直流输入电压大于所述恒定的直流电压时向所述第一变换单元提供组合式PWM降压信号。
在本发明所述的具有超宽输入范围的回馈型电子负载电路中，所述第一变换单元包括正输入端子、负输入端子、第一开关管、第一二极管、第一电感、第二开关管、第二二极管以及第一电容，其中：所述第一开关管、第一电感、第二二极管以及第一电容串联连接在正输入端子和负输入端子之间；所述第一二极管的正极连接到负输入端子、负极连接到第一开关管和第一电感的连接点；所述第二开关管的第一端连接第一电感和第二二极管的连接点、第二端连接负输入端子；
所述控制单元向第一变换单元提供的组合式PWM升压信号使第一开关管保持闭合、并使第二开关管按设定占空比通断；
所述控制单元向第一变换单元提供的组合式PWM降压信号使第二开关管保持断开、并使第一开关管按设定占空比通断。
在本发明所述的具有超宽输入范围的回馈型电子负载电路中，所述恒定的直流中间电压的电压值最高为所述直流输入电压下限的7倍，最低为所述直流输入电压上限的1/7。
在本发明所述的具有超宽输入范围的回馈型电子负载电路中，所述第二控制信号为单极性SPWM信号，所述第二变换单元包括第三开关管、第四开关管、第三二极管、第四二极管、变压器、第五二极管、第六二极管、第二电感以及第二电容，其中：所述第三开关管、变压器的原边绕组、第四开关管依次串联连接在第一变换单元的正输出端和负输出端之间；所述变压器的副边绕组、第五二极管、第二电感依次串联连接在第二变换单元的正输出端和负输出端之间；所述第三二极管的正极连接到变压器的原边绕组与第四开关管的连接点、负极连接到第一变换单元的正输出端；所述第四二极管的正极连接到第一变换单元的负输出端、负极连接到第三开关管与变压器的原边绕组的连接点；所述第六二极管的正极连接到第二变换单元的负输出端，负极连接到第五二极管与第二电感的连接点；所述第二电容连接在第二变换单元的正输出端和负输出端之间。
在本发明所述的具有超宽输入范围的回馈型电子负载电路中，在所述第二变换单元将直流中间电压转换为正弦波交流绝对值电压时，所述控制单元使用第二控制信号同步驱动第三开关管和第四开关管，使第三二极管和第四二极管在第三开关管、第四开关管关断时回收变压器的漏感能量以及实现变压器的去磁，同时由第二电感、第二电容实现正弦波绝对值波形的滤波。
在本发明所述的具有超宽输入范围的回馈型电子负载电路中，所述第三控制信号为工频换相信号，所述第三变换单元包括全桥逆变电路，所述全桥逆变电路包括第一桥臂和第二桥臂，且所述第一桥臂和第二桥臂分别包括上桥开关管和下桥开关管；所述控制单元使用第三控制信号中第一组驱动信号驱动第一桥臂的上桥开关管和第二桥臂的下桥开关管、使用第三控制信号中第二组驱动信号驱动第一桥臂的下桥开关管和第二桥臂的上桥开关管，将第二变换单元输出的正弦波交流绝对值电压转换为与电网或本地交流电源同频同相的交流电压，所述第一组驱动信号和第二组驱动信号互补。
本发明还提供一种具有超宽输入范围的回馈型电子负载电路控制方法，所述回馈型电子负载电路包括依次连接的第一变换单元、第二变换单元、第三变换单元，所述方法包括以下步骤：
向所述第一变换单元提供第一控制信号，以将直流输入电压升压或降压为恒定的直流中间电压；
向所述第二变换单元提供第二控制信号，以将第一变换单元输出的恒定的直流中间电压转换为正弦波交流绝对值电压，且所述正弦波交流绝对值电压的频率为电网或本地交流电源电压频率的两倍；
向所述第三变换单元提供第三控制信号，以将第二变换单元输出的正弦波交流绝对值电压通过换相控制转换为有效值相同的交流电压。
在本发明所述的具有超宽输入范围的回馈型电子负载电路控制方法中，所述恒定的直流中间电压的电压值最高为所述直流输入电压下限的7倍，最低为所述直流输入电压上限的1/7。
在本发明所述的具有超宽输入范围的回馈型电子负载电路控制方法中，所述第一控制信号为组合式PWM信号，所述第二控制信号为单极性SPWM信号，所述第三控制信号为逆变器工频换相信号。
本发明的具有超宽输入范围的回馈型电子负载及控制方法，通过三级电压变换，大大增加了直流输入电压的范围。
附图说明
图1是现有基于能量回馈的直流电子负载的主电路的示意图；
图2是另一现有基于能量回馈的直流电子负载的主电路的示意图；
图3是本发明具有超宽输入范围的回馈型电子负载实施例的示意图；
图4是本发明具有超宽输入范围的回馈型电子负载实施例的电路示意图；
图5是图4中第一变换电路进行升压变换的示意图；
图6是图4中第一变换电路进行降压变换的示意图；
图7是图4的电路中各点的电压信号示意图；
图8是本发明具有超宽输入范围的回馈型电子负载控制方法实施例的流程示意图。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
如图3所示，是本发明具有超宽输入范围的回馈型电子负载实施例的示意图，其可用于各类型直流电源的测试，也可以用于各种新能源电池的测试，以及对各型动力电池的充电特性的模拟等等场合。本实施例中的具有超宽输入范围的回馈型电子负载包括依次连接的第一变换单元31、第二变换单元32、第三变换单元33以及控制单元34，且上述控制单元34中可集成有电压检测模块，用以检测连接到第一变换单元31的输入端的直流输入电压。上述控制单元34可运行相应的软件控制程序(例如电压闭环控制程序等)，且该控制单元34可基于多个控制芯片构成(例如三个分别对应第一变换单元31、第二变换单元32、第三变换单元33的芯片)，也可基于单个控制芯片构成。
上述第一变换单元31可根据控制单元34输出的第一控制信号将直流输入电压升压或降压为恒定的直流中间电压。具体地，该第一变换单元31可采用 PWM(脉冲宽度调制)技术，即第一控制信号为PWM信号，通过工作模式的自适应识别，既能够实现降压也能够实现升压，输出为恒定的直流中间电压。
第二变换单元32可根据控制单元34输出的第二控制信号将第一变换单元 31输出的恒定的直流中间电压转换为正弦波绝对值电压，且该正弦波绝对值电压的频率为电网电压(或本地交流电源)频率的两倍。该第二变换单元32具体可采用隔离拓扑电路，并采用SPWM(单极性正弦波脉冲宽度调制)或者类似等效的调制技术，即第二控制信号为SPWM信号(如图7(b)所示)或类似信号，实现将恒定的直流电压升压转化为幅值与电网电压(或本地交流电源)稍高(具体幅值由能量回馈的闭环控制系统决定)，频率为2倍电网电压(或本地交流电源)频率的正弦波绝对值电压(即波形为正弦波绝对值形式)。
第三变换单元33可根据控制单元34输出的第三控制信号将第二变换单元 32输出的正弦波绝对值电压转换为交流电网电压(即工频电压，或本地交流电源)。该第三变换单元33具体可采用工频控制技术，实现波形换相控制，即将第二变换单元32输出的2倍电网电压(或本地交流电源)频率的正弦波绝对值电压转为化与电网电压(或本地交流电源)同频同相的正弦波交流电电压，由能量回馈的闭环控制系统确定逆变电路输出的正弦波电压的幅值。
上述第一变换单元31通过升压和降压两种运行模式实现了将宽范围的输入电压在合理的PWM占空比范围内转化为幅值恒定的直流电压，直流输入电压的上限电压比下限电压可以超过30倍，第二变换单元32采用升压的工作方式，对第一变换单元31输出的稳定直流电压进行升压转换，可以在第一变换单元31实现超宽范围直流输入的基础上实现电子负载的低电压输入特征。
具体地，上述第一控制信号可采用PWM信号。在第一变换单元31的直流输入电压小于恒定的直流电压(即第一变换单元31的输出电压)时，控制单元 34向第一变换单元31输出PWM升压信号，使第一变换单元31将直流输入电压升压为恒定的直流电压；在第一变换单元31的直流输入电压大于恒定的直流电压时，控制单元34向第一变换单元31输出PWM降压信号，使第一变换单元31 将直流输入电压降压为恒定的直流电压。
如图4所示，上述第一变换单元31具体可包括正输入端子、负输入端子、第一开关管Q1、第一二极管D1、第一电感L1、第二开关管Q2、第二二极管D2 以及第一电容C1，其中：第一开关管Q1、第一电感L1、第二二极管D2以及第一电容C1串联连接在正输入端子和负输入端子之间；第一二极管D1的正极连接到负输入端子、负极连接到第一开关管Q1和第一电感L1的连接点；第二开关管Q2的第一端连接第一电感L1和第二二极管D2的连接点、第二端连接负输入端子。上述第一开关管Q1和第二开关管Q2可分别由MOSFET构成，当然，在实际应用中，第一开关管Q1和第二开关管Q2也可采用其他开关器件，例如三极管、IGBT等。
控制单元34通过向第一开关管Q1和第二开关管Q2输出PWM信号实现升压和降压两种工作方式。该第一变换单元31输出的恒定的直流电压(即第一电容C1两端的电压)可为一个固定值Vd，幅值根据设计需要最高可达输入直流电压的下限的7倍左右(根据实际需要也可以更小)，最低可达输入直流电压的上限的1/7左右(根据实际需要也可以更大)，总体可以支持的直流输入电压范围是：电压上限最大约为电压下限的50倍，控制单元34将根据输入直流电压Vin的大小来自动使第一变换单元31是工作于PWM升压或者PWM降压模式。
例如当输入直流电压Vin低于Vd时，控制单元34通过自适应控制使第一变换单元31工作于PWM升压模式，此时第一开关管Q1保持闭合状态，第一二极管D1始终处于反向截止状态，如图5所示，第一变换单元31由第二开关管Q2、第二二极管D2、第一电感L1、第一电容C1构成，第二开关管Q2按控制单元34 输出的PWM信号的占空比通断，并与第二二极管D2构成PWM升压电路主开关，通过PWM闭环控制将输出电压(即第一电容C1两端电压)稳定在Vd电压。
当输入直流电压Vin高于Vd时，控制单元34通过自适应控制使第一变换单元31工作于PWM降压模式，此时第二开关管Q2保持断开状态，如图6所示，第一开关管Q1和第一二极管D1构成Buck主电路开关，第一开关管Q1按设定占空比通断，通过PWM闭环控制将输出电压(即第一电容C1两端电压)稳定在 Vd电压。
上述第二变换单元32包括第三开关管Q3、第四开关管Q4、第三二极管D3、第四二极管D4、变压器T1、第五二极管D5、第六二极管D6、第二电感L2以及第二电容C2，其中：第三开关管Q3、变压器T1的原边绕组、第四开关管Q4依次串联连接在第一变换单元31的正输出端和负输出端之间(即第一电容C1的两端)；变压器T1的副边绕组、第五二极管D5、第二电感L2依次串联连接在第二变换单元32的正输出端和负输出端之间；第三二极管D3的正极连接到变压器T1的原边绕组与第四开关管Q4的连接点、负极连接到第一变换单元31的正输出端；第四二极管D4的正极连接到第一变换单元31的负输出端、负极连接到第三开关管Q3与变压器T1的原边绕组的连接点。第六二极管D6的正极连接到第二变换单元的负输出端，负极连接到第五二极管D5与第二电感L2的连接点；第二电容C2连接在第二变换单元的正输出端和负输出端之间。
通过第二变换单元32及控制单元34输出的单极性SPWM信号，将固定电压 Vd转换为2倍电网电压(或本地交流电源)频率的正弦波电压绝对值波形(电压的幅值由能量回馈的闭环控制系统确定)，如图7(f)所示。在此过程中，通过变压器T1实现了升压，在变换过程中第三开关管Q3和第四开关管Q4是同步驱动(驱动波如图7(c)所示)的，第三二极管D3和第四二极管D4用于变压器T1漏感能量在第三开关管Q3、第四开关管Q4关断时的回收以及变压器T1 的去磁，第二电感L2、第二电容C2构成2倍电网频率的正弦波绝对值波形的滤波器(第二电感L2和第二电容C2的输入电压如图7(e)所示)。
上述第二变换单元32在实现隔离升压的同时，创新地集成转移了后级的第三变换单元33的正弦波调制功能，输出为2倍电网频率的正弦波绝对值波形，输出的绝对值正弦波电压与电网电压(或本地交流电源)同频同相，省去了第三变换单元33中的直流母线电容，并避免了第三变换单元33中功率开关管的开关损耗。
上述第三控制信号可为工频换相信号，相应地，第三变换单元33包括全桥逆变电路，该全桥逆变电路包括第一桥臂和第二桥臂，且第一桥臂包括上桥开关管Q5和下桥开关管Q6、第二桥臂包括上桥开关管Q7和下桥开关管Q8；所述控制单元使用第三控制信号中第一组驱动信号(如图7(g)所示)驱动第一桥臂的上桥开关管Q5和第二桥臂的下桥开关管Q8、使用第三控制信号中第二组驱动信号(如图7(h)所示)驱动第一桥臂的下桥开关管Q6和第二桥臂的上桥开关管Q7，将第二变换单元输出的正弦波绝对值电压转换为与电网或本地交流电源同频同相的交流电压，其输出波形如图7(i)所示，上述第一组驱动信号和第二组驱动信号互补。
如图8所示，本发明还提供一种具有超宽输入范围的回馈型电子负载控制方法，其中回馈型电子负载电路包括依次连接的第一变换单元、第二变换单元、第三变换单元，该控制方法包括以下步骤：
步骤S81：向第一变换单元输出第一控制信号，以将直流输入电压升压或降压为恒定的直流中间电压，上述恒定的直流中间电压的电压值最高可达直流输入电压下限的7倍。上述第一控制信号具体可为组合式PWM信号。
步骤S82：向第二变换单元输出第二控制信号，以将第一变换单元输出的恒定的直流中间电压转换为正弦波绝对值电压，且正弦波绝对值电压的频率为电网电压(或本地交流电源)频率的两倍。上述第二控制信号具体可为单极性 SPWM(正弦波脉冲宽度调制)信号。
步骤S83：向第三变换单元输出第三控制信号，将第二变换单元输出的正弦波绝对值电压转换为与电网电压(或本地交流电源)同频同相的交流电压并实现能量回馈。上述第三控制信号具体可为逆变器工频换相信号。
以上所述，仅为本发明较佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应该以权利要求的保护范围为准。