本发明涉及光伏并网逆变器领域，具体涉及一种双buck光伏并网逆变器。
背景技术：
非隔离型光伏并网逆变器(non-isolatedphotovoltaicgrid-connectedinverter，npgci)具有体积小、成本低和效率高等优点，但因为npgci没有隔离变压器来实现电气隔离，使光伏(photovoltaic,pv)电池板与电网间会形成闭合回路，当共模电压高频变化时，会引发较大的共模漏电流。根据vde-0126-1-1标准要求npgci的漏电流幅值须小于300ma，同时为了使pv发电系统能经济、稳定运行，这要求并网逆变器(grid-connectedinverter，gci)具有较高的可靠性、效率和电能质量。桥式gci拓扑具有结构简单、容易实现、成本低等优点，但逆变桥的开关管存在直通问题，须设置死区，而死区的存在会产生低次谐波，对并网电流的电能质量带来了恶劣影响。
技术实现要素：
针对现有技术中的上述不足，本发明提供的一种双buck光伏并网逆变器解决了现有并网逆变器或并网逆变桥并网效果差的问题。
为了达到上述发明目的，本发明采用的技术方案为：
提供一种双buck光伏并网逆变器，其包括功率开关管s5，功率开关管s5的发射极与光伏电源udc正极相连接，功率开关管s5的集电极分别与功率开关管s3的集电极、功率开关管s1的集电极、二极管d1的负极和二极管d2的负极相连接；功率开关管s3的发射极作为节点d并通过电感l3分别与电感lb的一端和电感l4的一端相连接；电感l4的另一端作为节点b并分别与二极管d2的正极和功率开关管s4的集电极相连接；电感lb的另一端作为输出端g，输出端g接地；
功率开关管s1的发射极作为节点a并与电感l1的一端相连接；电感l1的另一端分别连接电感l2的一端和电感la的一端；电感la的另一端作为输出端；电感l2的另一端作为节点c并分别与二极管d1的正极和功率开关管s2的集电极相连接；功率开关管s2的发射极分别连接功率开关管s4的发射极、接地电容cpv和光伏电源udc的负极。
进一步地，功率开关管s1、功率开关管s2、功率开关管s3、功率开关管s4和功率开关管s5均为绝缘栅双极型晶体管。
进一步地，电感la和电感lb均为滤波电感。
本发明的有益效果为：
1、本发明的功率开关管处于半周期工作模式，降低了开关损耗，且续流回路并网电流不通过性能较差的体二极管，因此本发明具有高效率和高可靠性的优点。
2、本发明在整个工频周期内的共模电压都为udc/2。因此，本发明可消除dfgi正半周期存在的共模漏电流。
附图说明
图1为本发明的电路示意图；
图2为本发明在单极性调制下的驱动和输出电压uab，ucd波形图及功率开关管s1～s5驱动波形图；
图3为dpgci在正半周期等效共模谐振电路图；
图4为dpgci在负半周期等效共模谐振电路图；
图5为dpgci在工作模态1下的等效电路图；
图6为dpgci在工作模态2下的等效电路图；
图7为dpgci在工作模态3下的等效电路图；
图8为dpgci在工作模态1下的等效电路图；
图9为采用滞环电流控制的dpgci系统示意图；
图10为入网电压和入网电流的波形图；
图11为uan，ubn和uan+ubn正半周期的波形图；
图12为图11中虚线框放大后的波形图；
图13为ucn，udn和ucn+udn负半周期的波形图；
图14为图13中虚线框放大后的波形图；
图15为dpgci共模电压ugn与itcm波形图；
图16为dpgci的效率曲线图。
具体实施方式
下面对本发明的具体实施方式进行描述，以便于本技术领域的技术人员理解本发明，但应该清楚，本发明不限于具体实施方式的范围，对本技术领域的普通技术人员来讲，只要各种变化在所附的权利要求限定和确定的本发明的精神和范围内，这些变化是显而易见的，一切利用本发明构思的发明创造均在保护之列。
如图1所示，该双buck光伏并网逆变器(dual-buckphotovoltaicgrid-connectedinverter,dpgci)包括功率开关管s5，功率开关管s5的发射极与光伏电源udc正极相连接，功率开关管s5的集电极分别与功率开关管s3的集电极、功率开关管s1的集电极、二极管d1的负极和二极管d2的负极相连接；功率开关管s3的发射极作为节点d并通过电感l3分别与电感lb的一端和电感l4的一端相连接；电感l4的另一端作为节点b并分别与二极管d2的正极和功率开关管s4的集电极相连接；电感lb的另一端作为输出端g，输出端g接地；
功率开关管s1的发射极作为节点a并与电感l1的一端相连接；电感l1的另一端分别连接电感l2的一端和电感la的一端；电感la的另一端作为输出端；电感l2的另一端作为节点c并分别与二极管d1的正极和功率开关管s2的集电极相连接；功率开关管s2的发射极分别连接功率开关管s4的发射极、接地电容cpv和光伏电源udc的负极。
功率开关管s1、功率开关管s2、功率开关管s3、功率开关管s4和功率开关管s5均为绝缘栅双极型晶体管。电感la和电感lb均为滤波电感。
下文中s1、s2、s3、s4和s5分别表示功率开关管s1、功率开关管s2、功率开关管s3、功率开关管s4和功率开关管s5；l1、l2、l3、l4、la和lb分别表示电感l1、电感l2、电感l3、电感l4、电感la和电感lb；d1和d2分别表示二极管d1和二极管d2。
在本发明的一个实施例中，为减小器件的功率开关管s1～s5的开关损耗，dpgci以半周期控制的方式工作。功率开关管s1、s4、s5在正半周期工作，功率开关管s2、s3在负半周期工作。系统在单极性调制下的驱动和输出电压uab，ucd波形如图2所示。其中功率开关管s5的驱动信号在正半周期与功率开关管s4相同，在负半周期与功率开关管s2相同。在正半周期功率开关管s1一直导通，电感l1无需续流回路；同理，在负半周期功率开关管s3一直导通，电感l3无需续流回路。
为分析本逆变器的共模漏电流，需建立dpgci的共模等效谐振电路。接地电容cpv具有隔离直流电源的作用，因此共模漏电流itcm仅与交流电压源有关。当不考虑直流电源udc对itcm的影响时，从图3可知在正半周期功率开关管s1、s4、s5工作，功率开关管s2、s3一直关断，结合图1可得dpgci在正半周期等效共模谐振电路如图3所示。同理，图4为负半周期的等效共模谐振电路。其中，uan、ubn、ucn和udn分别为逆变器桥臂中点a、b、c、d对直流电压负极n之间的电压，zg为逆变器和电网间的接地阻抗，zg的感性成分远小于滤波电感la与lb，对谐振电路仅起阻性衰减作用，对漏电流进行分析时可忽略。
根据现有技术对逆变器有效共模电压uecm的进行推导，可得图3的uecm为：
式(1)中，ucm为共模电压，udm为差模电压，且：
udm＝uab＝uan-ubn(3)
由式(1)可知，当l1+la≠l4+lb时，udm不为零。因此，为消除udm对共模漏电流的影响，令l1+la＝l4+lb。为方便分析令l1＝l2＝l3＝l4；la＝lb，则(1)可重写为：
由图3和图4可知，itcm可表示为：
结合(4)和(5)式可知，若uan+ubn在正半周期保持恒定，则能有效抑制正半周期的共模漏电流。同理分析图4可得负半周期的uecm为：
因此，若ucn+udn在负半周期保持恒定，则能有效抑制负半周期的共模漏电流。
为分析dpgci在正、负半周期的工作情况，设在正半周期igd从a点流向b点时为正，在负半周期igd从c点流向d点时为正。根据igd的方向和功率开关管s1～s5的开关情况，dpgci在单个工频周期内有四种运行模态，其等效电路分别如图5、图6、图7和图8所示。
工作模态1：图5为当igd>0，功率开关管s1、s4、s5开通，功率开关管s2、s3关断时，为工作模态1的等效电路。此时udc、s5、s1、l1、la、ug、lb、l4和s4构成正向充电闭合回路，igd正向增加。从图5可以看出：
uab＝+udc(7)
uan＝uab＝+udc(8)
ubn＝0(9)
将式(8)和式(9)代入式(4)中，可得工作模态1的共模电压为ucm：
工作模态2：图6为当igd>0，s1导通，s2、s3、s4、s5关断时，为工作模态2的等效电路。此时s1、l1、la、ug、lb、l4和d2构成正向放电续流回路，igd正向减小。续流通路不通过性能较差的体二极管，减小了反向恢复损耗，实现了逆变器在续流阶段电网与直流电压的隔离，可提高逆变器效率和可靠性。从图6可以看出：
uab＝0(11)
当s4与s5为相同类型的开关管时，s4与s5的电压应力相同，即
式(12)中，
联立(12)式和(13)式可得：
将(14)式代入(4)式可得工作模态2的ucm为：
工作模态3：图7为当igd<0，s2、s3、s5导通，s1、s4关断时，为工作模态3的等效电路。此时udc、s5、s3、l3、lb、ug、la、l2和s2构成反向充电闭合回路，igd负向增加。从图7可知：
ucd＝-udc(16)
ucn＝0(17)
udn＝-ucd＝+udc(18)
将式(17)和式(18)代入式(6)可得到工作模态3的ucm为：
工作模态4：图8为当igd<0，s3导通，s1、s2、s4、s5关断时，为工作模态4的等效电路。此时ug、la、l2、d1、s3、l3和lb构成反向放电续流回路，igd负向减小，实现了逆变器在负向续流阶段电网与直流电压的隔离。对图8进行分析可得：
ucd＝0(20)
从图8可知，当s5与s2为相同类型的开关管时，s5与s2的电压应力相同，即
上式中，
联立(21)式和(22)式可得：
将(23)式代入(6)式可得工作模态4的ucm为：
从上述对dpgci工作模态及共模电压的分析，可得表1。如表1所示，四个工作模态均具有相同的ucm：
根据(5)式可知，本文提出的dpgci拓扑及其调制策略可有效抑制双buck并网逆变器的共模漏电流。
表1：dpgci运行模态与ucm
在并网逆变器中，直接将并网电流作为控制量，可将电流与电网电压保持同频同相，且控制结构简单，响应速度快，正弦性好，功率因素高。
与正弦脉宽调制等线性控制方法相比，滞环电流控制在电感电流较小的区段，动态响应快，可自动调整开关频率，以产生足够大的偏置电流，自动对失真的输出电流输进行矫正，这一点是线性的控制方法无法做到的。同时为了提高逆变器的效率，减小开关损耗，使所有开关器件均处于半周期运行状态，即在半个开关周期内只有一半的功率开关管工作。因此，本文提出一种基于电流控制的三态滞环控制，当输出电流处于正半周期时，误差超过阈值上限，输出电流续流，此时uab＝0,误差低于阈值下限时，输出电流上升，此时uab＝udc，当输出电流处于负半周时，情况类似。
采用滞环电流控制的dpgci系统如图9所示。其中h为滞环控制的滞环环宽；ia、ib分别为正半周期与负半周期电感电流。iref为并网电流参考信号iref＝im×sinθ,im为iref的幅值，θ为ug的相位，可通过锁相环电路(pll)检测ug得到。将iref与零信号进行比较得到s1和s3驱动信号。当iref>0，s1一直处于开通状态，ib＝0，s2、s3保持关断。当iref>0且ia>iref+h时，s4、s5以相同的高频驱动信号关断，ia正向减小；当iref>0且ia<iref-h时，s4、s5以相同的高频驱动信号开通，ia正向增加。当iref<0，s3一直处于导通状态，ia＝0，s1、s4保持关断。当iref<0且-ib<iref-h时，s2、s5以相同的高频驱动信号关断，ib反向减小；当iref<0且-ib>iref+h时，s2、s5以相同的高频驱动信号开通，ib反向增加。在正半周期和负半周期内，s1、s2、s3、s4始终只有2个开关管处于导通状态，而另外两个处于关断状态，从而实现了对系统半周期调制的要求。
为验证理论分析和仿真结果的正确性，搭建实验样机进行验证，表2为实验电路参数，功率开关管型号为2mbi75n-060。
表2：电路参数
如图10所示，其中入网电压表现为平滑的正弦曲线，表明本文对dpgci的研究能在实际生产中得到广泛应用。从图11可以看出，在正半周期(igd>0)，uan在180v与360v之间交替变化；ubn在0v和180v之间交替变化。从图12可以看出，uan和ubn的幅值互补，uan+ubn为常数，其值约为360v。
从图13可以看出，在负半周期(igd<0)，ucn在0v与180v之间交替变化；udn在180v和360v之间交替变化；从图14可以看出，ucn和udn的幅值互补，ucn+udn为常数，其值约360v。
从图15可以看出，在整个工频周期内，ugn保持为恒定值约为180v，itcm的幅值约为50ma，该漏电流是低频的电网电压作用在cpv上产生的电流。因此，实验结果验证了上述对dpgci的uecm分析的正确性，dpgci有效抑制了正负周期存在的共模漏电流，其漏电流幅值满足vde-0126-1-1的标准。
如图16所示，dpgci的效率随着负载变化始终保持在93％以上，且随着负载的增大效率逐渐提高，最大效率接近99％，具有较大的实用性。
综上所述，本发明提出的双buck光伏并网逆变器(dpgci的电路结构)、共模漏电流和纹波电流负反馈新控制算法的研究可得出以下结论：
(1)滞环控制策略使dpgci的开关管处于半周期工作模式，降低了开关损耗；且续流回路并网电流不通过性能较差的体二极管。因此与dfgi类似，dpgci具有高效率和高可靠性的优点。
(2)dpgci在整个工频周期内的共模电压uecm都为udc/2。因此，dpgci可消除dfgi正半周期存在的共模漏电流。