本发明涉及一种高升压整流电路，具体涉及一种模块化自均流高升压大容量整流电路。
背景技术：
传统的二极管桥式整流器应用广泛，但一方面其整流输出电压较低，在对输入输出电压增益要求较高的场合难以胜任；另一方面二极管电压应力高，在输出电压较高的场合难以设计。现有的倍压整流电路可以实现较高的电压输出，但常用于较小功率等级的应用场合中，在大容量应用场合中存在二极管电流应力过大而设计困难，采用多个模块并联使用又存在各模块之间功率难以均衡分配，系统中各个器件电流应力及发热均不平衡，可靠性和使用寿命均受到较大影响。
技术实现要素：
针对现有技术存在的上述不足，为解决现有倍压整流电路多模块并联时均流难的问题。本发明提供一种模块化自均流高升压大容量整流电路。
本发明采用如下技术方案：
一种模块化自均流高升压大容量整流电路，包含1个输入电压源，m个子模块、m为偶数，1个输出滤波电容co，1个负载rl；
m个模块共由nm个电容c11、c12...cnm，n(m+2)个二极管d11、d12...dnm、d1、d2...dm、d01、d02...d0m构成；
连接方式如下：
第一模块，电容c11一端接二极管d11的阳极，同时接d01的阴极；电容c11的另一端接电容c21的一端，这一端与c11之间的节点接二极管d21的阳极；依次连接到第n个电容cn1的一端，这一端与c(n-1)1之间的节点接二极管dn1的阳极，电容cn1的另一端接二极管d1的阳极；
第二模块，电容c12一端接二极管d12的阳极，同时接d02的阴极，电容c12的另一端接电容c22的一端，这一端与c12之间的节点接二极管d22的阳极；依次连接到第n个电容cn2的一端，这一端与c(n-1)2之间的节点接二极管dn2的阳极，电容cn2的另一端接二极管d1的阳极；
第三模块，电容c13一端接二极管d13的阳极，同时接d03的阴极，电容c13的另一端接电容c23的一端，这一端与c13之间的节点接二极管d23的阳极；依次连接到第n个电容cn3的一端，这一端与c(n-1)3之间的节点接二极管dn3的阳极，电容cn3的另一端接二极管d3的阳极；
以此类推到第m模块：
第m模块，电容c1m一端接二极管d1m的阳极，同时接d0m的阴极，电容c1m的另一端接电容c2m的一端，这一端与c1m之间的节点接二极管d2m的阳极；依次连接到第n个电容cnm的一端，这一端与c(n-1)m之间的节点接二极管dnm的阳极，电容cnm的另一端接二极管dm的阳极。
各个模块之间连接方式如下：
模块1电容c11一端接交流电源一端，二极管d11阴极接d22阳极，二极管d21阴极接d32阳极。以此类推到二极管dn1阴极接二极管d2阳极。二极管d1阴极接负载rl和滤波电容c0的一端，二极管d01的阳极接负载rl和滤波电容c0的另一端。
模块2电容c12一端接交流电源另一端，二极管d12阴极接d23阳极，二极管d22阴极接d33阳极。以此类推到二极管dn2阴极接二极管d3阳极。二极管d2阴极接负载rl和滤波电容c0的一端，二极管d02的阳极接负载rl和滤波电容c0的另一端。
模块3电容c13一端接交流电源一端，二极管d13阴极接d23阳极，二极管d23阴极接d33阳极。以此类推到二极管dn3阴极接二极管d3阳极。二极管d3阴极接负载rl和滤波电容c0的一端，二极管d03的阳极接负载rl和滤波电容c0的另一端。
以此类推到第m模块，即奇数模块最一端电容一端接交流电源一端，偶数模块最一端电容一端接交流电源另一端。
模块m电容c1m一端接交流电源另一端，二极管d1m阴极接d21阳极，二极管d2m阴极接d31阳极。以此类推到二极管dnm阴极接二极管d1阳极。二极管dm阴极接负载rl和滤波电容c0的一端，二极管d0m的阳极接负载rl和滤波电容c0的另一端。
相比现有整流电路技术，本发明一种模块化自均流高升压大容量整流电路，具有如下
有益效果：
1、本发明利用多个模块实现整流器的高升压输出，设计起来方便简洁。根据需求调整各个模块中二极管电容的个数来调整整流增益。且该变换器与现有技术相比，二极管电压应力也较为降低，应用范围广泛，更适用于高升压场合。其中：
输入输出增益为：
各个模块中二极管dij的电压应力为：
各个模块中二极管dj、d0j的电压应力为：
式中，uin为输入交流电压的幅值，u0为输出直流电压的平均值，n为每个模块中电容的个数。i＝1，2，...，n；j＝1，2，...，m；m为模块个数。
2、由于电容的安秒平衡，每个模块能够实现自动均流，二次侧每相电流均流从而一次侧流过变压器的电流均等，变压器的功率均分，无需任何控制策略来保证均流，与传统基于外部检测均流的方式相比，降低了电路复杂度，电路散热更易于控制，同时大大的降低了成本。
3、该变换器根据不同的应用场合，可以调整输入端口数，即模块个数，能适应更大的大电流输入场合，容量增大，且各个模块自动均流。调节模块个数，每个模块的电流应力可以相应的变化，但模块数须为偶数。
4、省去了大型工频变压器，不依赖变压器的变比也能实现较高的增益输出。
附图说明
图1是本发明电路原理总图。
图2是该模块化自均流高升压大容量隔离型整流电路m＝4，n＝2的拓扑图。
图3是均流原理分析图一。
图4是均流原理分析图二。
图5是该变换器m＝4，n＝2时，输入电压uin、输出电压u0、电容c11、c12、c21、c22电压仿真波形图。
图6是该变换器m＝4，n＝2时，4个模块电流仿真波形图。
图7是该变换器m＝4，n＝2时，二极管d11、d12、d1、d2电压仿真波形图。
图8是该变换器m＝4，n＝2时，二极管d11、d12、d1、d2电流仿真波形图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明作进一步详细说明。
实施实例：如图2所示，一种4模块的自均流高升压大容量整流电路，它包含1个交流输入电压源，4个模块，1个滤波电容c0，1个负载rl。其中每个模块含4个二极管，2个电容。共有8个电容c11、c12、c13、c14、c21、c22、c23、c24，16个二极管d1、d2、d3、d4、d01、d02、d03、d04、d11、d12、d13、d14、d21、d22、d23、d24。该变换器的连接方式如下：
第一模块，电容c11一端接二极管d11的阳极，同时接d01的阴极，电容c11的另一端接电容c21的一端，这一端与c11之间的节点接二极管d21的阳极，c21的另一端接二极管d1的阳极。
第二模块，电容c12一端接二极管d12的阳极，同时接d02的阴极，电容c12的另一端接电容c22的一端，这一端与c12之间的节点接二极管d22的阳极，c22的另一端接二极管d2的阳极。
第三模块，电容c13一端接二极管d13的阳极，同时接d03的阴极，电容c13的另一端接电容c23的一端，这一端与c13之间的节点接二极管d23的阳极，c23的另一端接二极管d3的阳极。
第四模块，电容c14一端接二极管d14的阳极，同时接d04的阴极，电容c14的另一端接电容c24的一端，这一端与c14之间的节点接二极管d24的阳极，c24的另一端接二极管d4的阳极。
各个模块之间连接方式如下：
模块1，电容c11的一端接交流电源的一端，二极管d11阴极接d22阳极。二极管d21阴极接d2阳极。二极管d1阴极接负载rl和滤波电容c0的一端，二极管d01的阳极接负载rl和滤波电容c0的另一端。
模块2，电容c12的一端接交流电源的另一端，二极管d12阴极接d23阳极。二极管d22阴极接d3阳极。二极管d2阴极接负载rl和滤波电容c0的一端，二极管d02的阳极接负载rl和滤波电容c0的另一端。
模块3，电容c13的一端接交流电源的一端，二极管d13阴极接d24阳极。二极管d23阴极接d4阳极。二极管d3阴极接负载rl和滤波电容c0的一端，二极管d03的阳极接负载rl和滤波电容c0的另一端。
模块4，电容c14的一端接交流电源的另一端，二极管d14阴极接d21阳极。二极管d24阴极接d1阳极。二极管d4阴极接负载rl和滤波电容c0的一端，二极管d04的阳极接负载rl和滤波电容c0的另一端。
根据交流电源状态的不同，可以将电路分为2种工作模态：
(1)交流电源工作在正半周，此时输入电源一端电流通过d11给电容c12充电再流入电源另一端，给电容c11放电，电流通过二极管d21向电容c22充电，给电容c21放电，电流通过二极管d1向负载rl供电。
输入电源一端电流通过二极管d13给电容c14充再流入电源另一端，给电容c13放电，电流通过二极管d23向电容c24充电；给电容c23放电，电流同时通过二极管d3向负载rl供电。此时二极管d2、d4、d01、d03、d12、d14、d22、d24均关断。
(2)交流电源工作在负半周，此时输入电源另一端电流通过d12给电容c13充电再流入交流电源一端，给电容c12放电，电流通过二极管d22向电容c23充电，给电容c22放电，电流通过二极管d2向负载rl供电。
输入电源另一端电流通过二极管d14给电容c11充再流入电源一端，给电容c14放电，电流通过二极管d24向电容c21充电；给电容c24放电，电流同时通过二极管d4向负载rl供电。此时二极管d1、d3、d02、d04、d11、d13、d21、d23均关断。
仿真参数：交流电源频率f＝50hz，额定功率p0＝3000w，输入电压uin幅值为400v的正弦交流电，输出直流电压u0＝1200v。图5为输入电压uin、输出电压u0和电容c11、c12、c21、c22电压波形。图6为4个模块的电流i1、i2、i3、i4，可以看出流过四个模块的输入电流是均等的，每个模块自动均流。图7为二极管d11、d12、d1、d2的电压波形。图8为二极管d11、d12、d1、d2的电流波形。
均流原理：
以图3一列二极管电容为例。稳态时，t0时刻，输入电压uin从0开始上升，此时所有二极管均关断，由于电容c11、c13和c12、c14容值较大，其电压下降速度和上升速度相比uin几乎水平，滤波电容向负载放电。t1时刻，如图3，输入电压uin上升至(u0-uc11)时，二极管d1、d3和d02、d04导通，电容c11、c13通过前2个二极管向滤波电容c0充电，后2个二极管构成回路，此时刻开始uin＝u0-uc11，uin＝u0-uc13。t2时刻，如图4，输入电压uin继续上升至电容c12、c14的电压uc12、uc14的谷值(uc12-δu)时，此时二极管d11、d13导通，电源通过这两个二极管向电容c12、c14充电，uc12、uc14停止下降，并开始上升，且此时刻开始uc12＝uc14＝uin。t3时刻，输入电压uin继续上升至uin的幅值uinmax，当uin＝uinmax时，uin开始下降，由于电容c11、c12、c13、c14、c0上电压下降速度非常慢几乎保持不变，当uin下降的时刻开始，t＝π/2时，uin<uc12，uin<(u0-uc11)，所有二极管均关断，电容c12、c14充电和电容c11、c13放电均结束，滤波电容c0开始向负载放电。输入电源电压uin工作在负半周的状态与正半周同理。
t1～t3时段，电容c11放出电荷qc11＝δuc11*c11，电容c13放出电荷qc13＝δuc13*c13，由于输入电源电压uin、输出电压u0固定，在每个模块参数一致的情况下，δuc11＝δuc13，电容放电电荷量取决于电容值。虽然t2～t3时段电容c12、c14充电开始时刻略晚于c11、c13开始放电时刻，但由于一个周期内电容的充放电电荷量相等，在uin负半周的时候，c12、c14放电开始时刻与电容c11、c13放电开始时刻对称，所以通过4个电容c11、c12、c13、c14充电放电的电荷取决于电容值的大小。若电容值相等，一个周期内流过4条支路的电流相等，4路自动均流。
扩展到n列二极管电容分析过程类似。