整流电路的制作方法
【专利摘要】整流电路包括与二极管桥式电路的交流输入相连接的电抗器、与直流输出相连接的电容器串联电路、连接在电容器串联连接点和二极管桥式电路的各个交流输入之间的双向开关，在以高频驱动双向开关的控制中损耗较大，产生损耗较大。为了降低该损耗，以交流输入电压的频率来驱动双向开关的一方，以高频来驱动双向开关的另一方，作为与以二极管桥式电路的交流输入电压的频率驱动的双向开关相连接的二极管使用一般整流用二极管，作为与以高频驱动的双向开关相连接的二极管使用快速恢复二极管。
【专利说明】整流电路
【技术领域】
[0001]本发明涉及利用半导体开关元件的整流器的损耗降低技术。
【背景技术】
[0002]图3中示出了专利文献I所记载的现有方式的电路。图3中，I是交流电源、2是电抗器，3?6是二极管、7?10是半导体开关，此处采用MOSFET (绝缘栅场效应晶体管)。MOSFET因寄生二极管(图示)的存在而使得反向始终处于导通状态。通过反向串联连接M0SFET，构成能控制正反两个方向的电流的导通、切断的所谓的双向半导体开关。11、12是电容器，13是负载。此处，有时负载也与电容器11或者12并联连接。
该电路是将交流转换成直流的所谓的整流电路，具有如下功能:使输入电流Iin成为与交流输入电压Vin相位相等的正弦波波形，并将直流输出(PN间)电压Vout保持为比交流输入电压Vin的峰值要高的所期望的值。
[0003]下面，对用于实现这些功能的动作进行说明。
例如，在交流输入电压Vin为正极性，且电压关系为Vin < Vout/2的情况下，若将双向半导体开关用M0SFET7?10的栅极全部导通，则二极管3和5的连接点Ul的电位与直流输出的M点以及交流电源I的V点的电位相等，Ul-V间电压成为0V。因此，电流以交流电源I —电抗器2 — M0SFET7 — M0SFET8 — MOSFET1 — M0SFET9 —交流电源I的路径流动，交流电源I的电压Vin施加于电抗器2的两端，输入电流Iin增加。下面，将该状态称为O电压模式。
[0004]接着，若使M0SFET7截止，则电流以交流电源I —电抗器2 — 二极管3 —电容器
11— MOSFET1 — M0SFET9 —交流电源I的路径流动，对电容器11进行充电。此时，对电抗器2施加交流输入电压Vin与电容器11的电压Vout/2的差电压，输入电流Iin减少。此时的Ul-V间电压为电容器11的电压Vout/2。下面，将该状态称为1/2电压模式la。
[0005]接着，若使M0SFET10截止来取代M0SFET7截止，则电流以交流电源I —电抗器2 — M0SFET7 — M0SFET8 —电容器12 — 二极管6 —交流电源I的路径流动，对电容器12进行充电。此时，对电抗器2施加交流输入电压Vin与电容器12的电压Vout/2的差电压,输入电流Iin减少。此时的Ul-V间电压为电容器C12的电压Vout/2。下面，将该状态称为1/2电压模式2a。
[0006]在交流输入电压Vin为正极性，且电压关系为Vin> Vout/2的情况下，若使M0SFET7和M0SFET8的栅极截止、M0SFET9和M0SFET10的栅极导通，则电流以交流电源I —电抗器2 — 二极管3 —电容器11 — MOSFET1 — M0SFET9 —交流电源I的路径流动，对电容器11进行充电。此时，对电抗器2施加交流输入电压Vin和电容器12的电压Vout/2的差电压，此时满足交流输入电压Vin >电容器12的电压Vout/2，因此输入电流Iin增加。此时的Ul-V间电压为电容器11的电压Vout/2。下面，将该状态称为1/2电压模式lb。
[0007]同样，若使M0SFET7和M0SFET8的栅极导通、M0SFET9和M0SFET10的栅极截止，则电流以交流电源I —电抗器2 — M0SFET7 — M0SFET8 —电容器12 — 二极管6 —交流电源I的路径流动，对电容器12进行充电，输入电流Iin增加。此时的Ul-V间电压为电容器12的电压Vout/2。下面，将该状态称为1/2电压模式2b。
[0008]S卩，在上述1/2电压模式名称中，末尾的I表不对电容器11进行充电的模式，2表不对电容器12进行充电的模式，a表不输入电流Iin减少的模式，b表不输入电流Iin增加的模式。
若从各个模式将M0SFET7?M0SFET10的栅极全部截止，则电流以交流电源I —电抗器2 — 二极管3 —电容器11 —电容器12 — 二极管6 —交流电源I的路径流动，对电抗器2施加交流输入电压Vin和直流输出电压Vout的差电压。在装置的正常运行状态下，交流输入电压Vin <直流输出电压Vout，输入电流Iin减少。此时的Ul-V间电压为直流输出电压Vout。下面，将该状态称为全电压模式。
[0009]在通过以高频来对M0SFET7和M0SFET8、或者M0SFET9和MOSFET1进行开关，控制其导通和截止的时间比率，从而切换上述模式的情况下，能任意控制输入电流Iin的波形和大小。由此，将输入电流Iin的波形设为正弦波形(此处无视波纹)，此外，通过根据负载功率来控制输入电流Iin的振幅，能将直流输出电压Vout保持为所期望的值。在交流输入电压Vin是负极性的情况下也能进行同样的动作。该电路如上所述，作为Ul-V间电压可具有OV、Vout/2、Vout这三个电压，也就是所谓的3电平电路。
[0010]在上述动作中，在例如输入电流Iin为正，M0SFET7和M0SFET8导通的情况下，若使M0SFET7的栅极导通，则无论M0SFET8的栅极是导通或是截止，M0SFET8均因寄生二极管而处于导通状态，然而通过进一步向M0SFET8的栅极提供导通信号，M0SFET8自身也有电流流过。无论电流如何二极管均具有一定值以上的正电压降，但MOSFET的正电压降具有与电流成比例的特性，因此尤其在电流较小时能降低正电压降，对于导通损耗降低是有效的。这作为一般的同步整流技术已众所周知。因而，像上述那样无论电流极性如何，对于希望导通的MOSFET进行向所有栅极提供导通信号的控制。
现有技术文献专利文献
[0011]专利文献1:日本专利特开2008 - 22625号公报
【发明内容】
发明所要解决的技术问题
[0012]近年来，由于环境问题等而要求电源装置也具有低损耗即高效率。图3的电路中，各个MOSFET的施加电压为Vout/2，由于无需相对于直流输出电压Vout的耐压，因此能使用低耐压、正电压降较低的MOSFET。并且，如上所述MOSFET的正电压降与电流成比例，因此若使用电流容量较大的M0SFET，则只要增加并联数量就能降低相应量的正电压降。
[0013]另一方面，在二极管的正电压降的电压降低中具有如下问题。
若M0SFET7和M0SFET8进行高频开关，则对二极管3和二极管4施加高频电压，进行高频的电流的导通、切断。同样，若M0SFET9和M0SFET10进行高频开关，则对二极管5和二极管6施加高频电压，进行高频的电流的导通、切断。专利文献I的图2、图3等中示出了对双方的双向半导体开关进行高频开关的情况。为了耐该高频动作，二极管3?6使用反向恢复时间(施加反向电压时的电流切断时间)较短的、所谓的快速恢复二极管。另一方面，快速恢复二极管用于商用频率的整流，具有相比所谓的一般整流用二极管正电压降变高的倾向。
[0014]在上述动作中的M0SFET7?10全部截止的全电压模式中，输入电流Iin通过2个二极管。并且，为了使输入电流Iin正弦波化，进行时间比率控制，使得电抗器2的两端电压即交流输入电压Vin和Ul-V间电压的低频分量的差电压成为规定值。因此，在交流输入电压Vin的瞬时值较高时，Ul-V间电压的低频分量也变高，与此同时全电压模式的时间比率也变大。交流输入电压Vin的峰值附近进行功率因数I控制，因此是输入电流Iin的峰值附近，在电流较大时产生与2个二极管相应量的电压降，因此导通损耗进一步增大，从而导致装置整体的效率降低。此外，快速恢复二极管比整流二极管价格要高。尤其由SiC(碳化硅)构成的肖特基势垒二极管具有几乎不产生反向恢复损耗的特性，适用于高频下的用途，但现在的价格昂贵。
因此，本发明的问题在于，提供一种整流电路，该整流电路作为根据交流电压生成3电平的直流电压的整流电路，能将交流输入电流正弦波化，且产生损耗较小、价格低廉。
解决技术问题的技术方案
[0015]为了解决上述问题，在第一发明中，是将交流输入电压转换成直流电压的所谓的整流电路，交流电源的一端与电抗器的一端相连接，所述电抗器的另一端与并联连接二极管串联电路而构成的二极管桥式电路的交流输入的一方相连接，交流电源的另一端与所述二极管桥式电路的交流输入的另一方相连接，所述二极管桥式电路的直流输出的端子间连接有串联连接多个电容器而成的电容器串联电路，该整流电路经由双向半导体开关将所述电容器串联电路的中间连接点与所述二极管桥式电路的交流输入的一方以及另一方之间分别进行连接而构成，该双向半导体开关由单个或者多个半导体元件构成，能对正向和反向这双向的电流的导通、切断进行控制，将构成所述二极管串联电路的一方的二极管设为与一般整流用二极管相比反向恢复时间较短的所谓的快速恢复二极管，将构成另一方二极管串联电路的二极管设为与快速恢复二极管相比反向恢复时间较长、且正电压降较小的所谓的一般整流用二极管。
[0016]第二发明中，在第一发明中以所述交流输入电压的频率来驱动所述双向半导体开关的一个，以比所述交流输入电压的频率要高的频率来驱动所述双向半导体开关的另一个。
[0017]第三发明中，在第一或者第二发明中，以所述交流输入电压的频率来驱动与由所述一般整流用二极管构成的二极管串联电路的串联连接点相连接的双向半导体开关，以比所述交流输入电压的频率要高的频率来驱动与由所述快速恢复二极管构成的二极管串联电路的串联连接点相连接的双向半导体开关。
[0018]第四发明中，在第一至第三发明中，使用MOSFET (绝缘栅场效应晶体管)来代替所述一般整流用二极管。
[0019]第五发明中，在第一至第四发明中，使用由SiC(碳化硅)形成的肖特基势垒二极管来代替所述快速恢复二极管。
发明效果
[0020]本发明中，交流电源的一端与电抗器的一端相连接，所述电抗器的另一端与二极管桥式电路的交流输入的一方相连接，交流电源的另一端与所述二极管桥式电路的交流输入的另一方相连接，所述二极管桥式电路的直流输出的端子间连接有电容器串联电路，在经由双向半导体开关将所述电容器串联电路的中间连接点与所述二极管桥式电路的交流输入的一方以及另一方之间分别进行连接的整流电路中，将构成所述二极管串联电路的一方的二极管设为快速恢复二极管，将构成另一方二极管串联电路的二极管设为一般整流用二极管。此时，以交流电源的频率使双向半导体开关的一个导通或截止，以比交流电源的频率要高的高频使另一个双向半导体开关导通或截止。
其结果是，能使用一般整流用二极管代替现有的快速恢复二极管，能实现损耗降低和低价格化。
【专利附图】
【附图说明】
[0021]图1是表示本发明的实施例1的电路图。
图2是表不本发明的实施例2的电路图。
图3是表不现有例的电路图。
【具体实施方式】
[0022]本发明的要点在于，交流电源的一端与电抗器的一端相连接，所述电抗器的另一端与二极管桥式电路的交流输入的一方相连接，交流电源的另一端与所述二极管桥式电路的交流输入的另一方相连接，所述二极管桥式电路的直流输出的端子间连接有电容器串联电路，在经由双向半导体开关将所述电容器串联电路的中间连接点与所述二极管桥式电路的交流输入的一方以及另一方之间分别进行连接的整流电路中，将构成所述二极管串联电路的一方的二极管设为快速恢复二极管，将构成另一方二极管串联电路的二极管设为一般整流用二极管，以交流电源的频率使双向半导体开关的一个导通或截止，以比交流电源的频率要高的高频使另一个双向半导体开关导通或截止。
实施例1
[0023]图1表示本发明的实施例1。电路结构与图3所示的现有例同等，但将现有例中的快速恢复二极管5、6置换成一般整流用二极管20、21。该动作如下所述。在交流输入电压Vin为正，电压关系满足Vin < Vout/2的条件下，构成双向半导体开关的M0SFET9和MOSFET1的栅极始终保持为导通信号状态，在构成双向半导体开关的M0SFET7和M0SFET8中进行高频开关。即，使用现有例中说明的O电压模式和1/2电压模式la。两个模式下二极管20、21均不导通。此处，不使用1/2电压模式2a。
[0024]在交流输入电压Vin为正，电压关系满足Vin > Vout/2的条件下，M0SFET9和MOSFET1的栅极始终保持为截止信号状态，M0SFET7和M0SFET8中进行高频开关。即，使用现有例中说明的1/2电压模式2b和全电压模式。两个模式中均保持二极管21导通、二极管20非导通的状态，因此只要在这两个模式间动作，二极管20、21的导通状态不变，不会对二极管20、21施加高频。此处，不使用1/2电压模式lb。
[0025]根据以上的动作，二极管21进行反向恢复动作是在交流输入电压Vin小于Vout/2且M0SFET9和M0SFET10导通时，在交流输入电压的一个周期内仅一次，即使使用反向恢复时间较长的二极管也不会产生问题。
交流输入电压Vin为负的情况也同样，M0SFET9和M0SFET10以交流输入电压Vin的绝对值相对于Vout/2的大小关系每半个周期进行一次导通、截止动作。此时，在M0SFET9的截止期间内二极管20导通。
实施例2
[0026]图2表示本发明的实施例2。将实施例1中的二极管20、21置换成M0SFET22、M0SFET23。像上述那样通过对MOSFET的栅极施加电压，从而在反向上也导通，特别在电流较小的情况下能使正电压降较小。在向M0SFET9和M0SFET10的栅极提供截止信号时，能够实现根据输入电流Iin的极性向M0SFET22或M0SFET23的其中一方的栅极提供导通信号。近年来，功率转换装置的效率不仅是额定点的功率转换效率，也正在重视整个运用期间的能量效率。例如，信息设备用电源装置等连接额定功率没有余地的负载的情况反而罕见。这是由于为了防止因过负载而引起的电源故障而采用具有余量的容量，因此，50%左右的负载、轻负载下的效率变得重要。图2的电路是对上述情况下轻负载时的效率改善有效的手段。也可以在保留二极管20、21的情况下并联连接M0SFET22、23。
[0027]另外，一眼看来，二极管3和4也能置换为M0SFET，但实际上导通损耗较低的MOSFET因为在数百伏以上的耐压下寄生二极管的反向恢复时间较长等理由，而不适合高频下的整流动作，应用较为困难。本发明中，通过使整流电路的一侧进行低频动作，从而在如下点上具有特征:能利用数百伏耐压的MOSFET来进行整流。
实施例3
[0028]实施例3中使用SiC(碳化硅)肖特基势垒二极管来代替实施例1、2中的快速恢复二极管。SiC(碳化硅)肖特基势垒二极管中不具有反向恢复动作，因此与实施例1、实施例2相比能进一步降低开关损耗，能提高装置的转换效率。
另外，上述实施例中，作为双向半导体开关示出了将MOSFET反向串联连接的结构例，但半导体的种类不限定于M0SFET，也能由反向并联连接反向阻断型开关元件的结构、组合二极管与开关元件的结构等来实现该结构。
工业上的实用性
[0029]本发明是交流-直流转换电路的损耗降低技术的方案，能适用于直流电源装置、不间断供电电源装置、电动机驱动用功率转换装置等。
标号说明
[0030]I交流电源、2电抗器 3?6快速恢复二极管
7?10、22、23M0SFET
11、12电容器、13负载
20、21 —般整流用二极管
【权利要求】
1.一种整流电路， 是将交流输入电压转换成直流电压的所谓的整流电路，其特征在于，交流电源的一端与电抗器的一端相连接，所述电抗器的另一端与并联连接二极管串联电路而构成的二极管桥式电路的交流输入的一方相连接，交流电源的另一端与所述二极管桥式电路的交流输入的另一方相连接，所述二极管桥式电路的直流输出的端子间连接有串联连接多个电容器而成的电容器串联电路，该整流电路经由双向半导体开关将所述电容器串联电路的中间连接点与所述二极管桥式电路的交流输入的一方以及另一方之间分别进行连接而构成，该双向半导体开关由单个或者多个半导体元件构成，能对正向和反向这双向的电流的导通、切断进行控制，将构成所述二极管串联电路的一方的二极管设为与一般整流用二极管相比反向恢复时间较短的所谓的快速恢复二极管，将构成另一方二极管串联电路的二极管设为与快速恢复二极管相比反向恢复时间较长、且正电压降较小的所谓的一般整流用二极管。
2.如权利要求1所述的整流电路，其特征在于， 以所述交流输入电压的频率来驱动所述双向半导体开关的一方，以比所述交流输入电压的频率要高的频率来驱动所述双向半导体开关的另一方。
3.如权利要求1或2所述的整流电路，其特征在于， 以所述交流输入电压的频率来驱动与由所述一般整流用二极管构成的二极管串联电路的串联连接点相连接的双向半导体开关，以比所述交流输入电压的频率要高的频率来驱动与由所述快速恢复二极管构成的二极管串联电路的串联连接点相连接的双向半导体开关。
4.如权利要求1或2所述的整流电路，其特征在于， 使用MOSFET (绝缘栅场效应晶体管)来代替所述一般整流用二极管。
5.如权利要求3所述的整流电路，其特征在于， 使用MOSFET (绝缘栅场效应晶体管)来代替所述一般整流用二极管。
6.如权利要求1或2所述的整流电路，其特征在于， 使用由SiC(碳化硅)形成的肖特基势垒二极管来代替所述快速恢复二极管。
7.如权利要求3所述的整流电路，其特征在于， 使用由SiC(碳化硅)形成的肖特基势垒二极管来代替所述快速恢复二极管。
8.如权利要求4所述的整流电路，其特征在于， 使用由SiC(碳化硅)形成的肖特基势垒二极管来代替所述快速恢复二极管。
9.如权利要求5所述的整流电路，其特征在于， 使用由SiC(碳化硅)形成的肖特基势垒二极管来代替所述快速恢复二极管。
【文档编号】H02M7/217GK104205602SQ201280071145
【公开日】2014年12月10日 申请日期:2012年10月23日 优先权日:2012年4月6日
【发明者】山田隆二 申请人:富士电机株式会社