一种基于传统VSR电流闭环控制的双闭环控制方法与流程

本发明属于电力电子及其控制技术领域，更具体地说，涉及一种基于传统vsr电流闭环控制的双闭环控制方法。

背景技术：

控制算法是pwm整流器的核心，其控制方法的优劣直接决定了整流器的运行效果，其主要任务是维持直流侧电压的稳定与vsr输入输出电流对的正弦化。传统的控制策略主要有电流闭环矢量控制策略(voc)与直接功率控制策略(dpc)。其中电流闭环的矢量控制策略(voc)的动态响应较慢，从而导致电网谐波和负载变化等扰动的抗干扰性能差。而直接功率控制策略(dpc)的功率内环虽然具有动态响应快和算法简单的特点，但是采用滞环比较器会导致系统存在开关频率不固定和滤波器设计困难的缺点。此外，根据三相电压的不平衡以及滤波方式的不同，有人提出三相电压不平衡时的控制方法和采用lcl、lc滤波器的控制方法等。为了获得更高性能的pwm整流器，学者们先后提出以下方法：

(1)基于lyapunov稳定性理论控制

李雅普诺夫(lyapunov)指数描述了系统空间中相邻轨迹的收敛特性。由于三相pwm整流器具有强耦合、多变量的特性，传统分析方法难以满足整流器对于大范围稳定性的需求。hasankomurcugil以整流器滤波电感和直流侧电容储能为变量建立pwm整流器的李雅普诺夫方程，可以直观的根据李雅普诺夫指数判断系统的稳定性。若李雅普若夫指数大于零则不稳定，反之则系统稳定。李雅普若夫理论能够有效解决vsr大范围稳定的控制问题。

(2)滑模变结构控制(smc)

smc是一种非线性控制，其特点为“结构”的不固定性，根据系统目前的状态不断变化，使其按照预先设定的“滑动模态”轨迹行进。应用滑模变结构控制pwm整流器可有效抑制电网谐波和负载波动的干扰，具有强鲁棒性、动态响应快、控制结构简单的优点。但是由于系统惯性和系统控制能量有限等因素，当状态点穿越切换面时会产生抖振，对系统稳定性造成影响。抖振是与生俱来的，只可以抑制而不可以消除。

(3)电网不平衡条件下pwm整流器控制

造成电网不平衡的原因主要有：三相负载不平衡、电网的非对称故障(单相接地短路、两相短路等故障)、大功率单相负载的运行和输电线路的非全相换位等。电网不平衡条件下，常规方法难以满足pwm整流器性能要求，其负序电压会产生低次谐波(以二次谐波为主)，不仅影响整流器的正常运行，甚至造成设备损坏。通常采用正负序分解或采用谐振调节器的方法，消除整流器的负序电流，进而消除低次电流谐波，提高整流器性能。

(4)预测功率控制

预测功率控制(mpdpc)兼具dpc与模型预测理论的优点，以整流器的功率误差最小为控制目的，得出最优控制序列。mpdpc具有良好的稳态性能与快速的动态响应。其原理为预测下一个采样周期的功率值，再计算预测功率与参考功率的误差，通过有功功率和无功功率误差的平方和构建目标函数，最后以目标函数值最小为标准选择空间矢量。由于是对下一个采样周期的功率误差进行预测，因此，相比于传统的直接功率控制，模型预测功率控制的精确度和效率更高，且有效解决了dpc的稳态功率纹波和igbt开关频率不固定问题。

期刊《电测与仪表》中第42卷，第479期，第45-52页，提出了一种改进的三相vsr(电压源整流器)双闭环控制系统，研究了三相vsr双闭环控制系统的工程化设计方法和控制器参数整定算法，应用该方法设计了基于dq模型的单位功率因数pwmvsr控制器，并对该控制系统进行了实验分析。结果表明，这种改进的工程化设计方法和控制器参数整定算法对vsr系统是适合的，具有较强的实用性。但是该系统的不足之处在于：虽然该控制系统具有较强的实用性，但是该控制系统主要是通过研究三相vsr双闭环控制系统的工程化设计方法进行改进，并未对传统vsr电流闭环的矢量控制策略存在的缺陷进一步进行研究。

期刊《吉首大学学报》(自然科学版)中第29卷，第6期，第58-61页，提出了电压型pwm(vsr)整流器双闭环控制方法，依据电压型pwm整流器在d-q同步旋转坐标系下的数学模型，按照系统控制目标，采用电压外环、电流内环的双闭环控制方法，稳定电压型pwm整流器输出直流电压，控制其输入电路的波形和相角，仿真验证该控制方法合理有效。但是该方法的不足之处在于：虽然可以改善传统vsr电流闭环的矢量控制策略动态响应较慢、电网电流总谐波畸变率较大和对负载变化等扰动的抗干扰性能差的问题，但是该pwm整流器的类型有严格限制，必须为电压型，同时其输入电路的波形和相角需要额外进行控制。

技术实现要素：

1、要解决的问题

针对现有传统vsr电流闭环的矢量控制策略动态响应较慢、电网电流总谐波畸变率较大和对负载变化等扰动的抗干扰性能差的问题，本发明提供一种基于传统vsr电流闭环控制的双闭环控制方法；该发明通过电压外环ⅰ、电流指令计算模块ⅱ、电流内环ⅲ三个模块的串行使用，在传统的控制策略下，增加了电流指令计算的新方法。

2、技术方案

为解决上述问题，本发明采用如下的技术方案。

一种基于传统vsr电流闭环控制的双闭环控制方法，所述控制方法步骤为：

步骤一、以整流侧的直流母线电压为外环，通过pi调节，得到输出有功功率的给定值

步骤二、将所述有功功率给定值和无功功率给定值通过电流指令计算模块得到有功电流指令值和无功电流指令值

步骤三、将所述有功电流指令值和无功电流指令值通过电流环调节得到vsr交流侧参考电压矢量值和

步骤四、将所述vsr交流侧参考电压矢量值和通过同步旋转坐标变换，转换到两相αβ静止坐标系上并得到和值；

步骤五、通过svpwm产生六路pwm信号控制vsr运行。

更进一步地，所述步骤一中采用pi调节器构成电压外环，pi调节器的系数tv、kv为：

vsr控制系统的截止频率为：

当τv＝ts时，tv＝hv(τv+3ts)＝20ts，得到系统的截止频率和频带宽度为：

其中，τv为电压环采样时间常数；c为直流侧电容；ts为电流内环的采样周期；tev＝τv+3ts；

的控制方程为：

更进一步地，所述步骤二中有功电流指令值和无功电流指令值表达式为：

其中，ud、uq分别是电网侧电压的d轴分量和q轴分量。

更进一步地，所述步骤三中有功电流内环和无功电流内环分别对电流偏差进行pi调节和前馈控制后得到两个输出值和作为vsr交流侧参考电压矢量，其表达式如下：

其中，kp、ki为pi控制器的比例、积分增益；

将上式代入有功电流指令值无功电流指令值表达式可得：

kp、ki的表达式为：

其中，频带宽hi＝5；ts为电流内环的采样周期；kpwm为vsr等效增益。

更进一步地，所述步骤四中将和通过同步旋转坐标逆变换即2r/2s变换可以得到在两相αβ静止坐标系上的值和变换公式如下：

其中，θ为变换坐标系中d轴与α轴的夹角。

一种基于传统vsr电流闭环控制的双闭环控制系统，包括电压外环ⅰ、电流指令计算模块ⅱ、电流内环ⅲ、svpwm模块ⅳ和三相整流桥ⅴ，其中：

所述电压外环ⅰ以整流侧的直流母线电压为外环，通过pi调节，得到输出有功功率的给定值

所述电流指令计算模块ⅱ将有功功率给定值和无功功率给定值通过电流指令计算模块得到有功电流指令值和无功电流指令值

所述电流内环ⅲ将有功电流指令值和无功电流指令值通过电流环调节得到vsr交流侧参考电压矢量值和同时所述和通过同步旋转坐标变换，转换到两相αβ静止坐标系上得到和值；

所述svpwm模块ⅳ产生六路pwm信号控制三相整流桥ⅴ中的六个igbt进而控制vsr运行。

3、有益效果

相比于现有技术，本发明的有益效果为：

(1)本发明基于传统vsr电流闭环矢量控制的新型双闭环控制方法，通过电压外环ⅰ、电流指令计算模块ⅱ、电流内环ⅲ三个模块的串行使用，在传统的控制策略下，增加了电流指令计算的新方法，从而克服了传统vsr电流闭环的矢量控制策略动态响应较慢，电网电流总谐波畸变率较大，对负载变化等扰动的抗干扰性能差的问题；

(2)本发明电压外环ⅰ由整流侧的直流母线电压与pi调节器构成，同时有功功率参考值为电压外环ⅰ的输出，其中p代表比例环节、i代表积分环节，在计算有功功率参考值时，前者可以进行有差调节，以减少输出偏差，后者可以实现消除静差，以增加系统精度，从而该控制方法的实用性更强；

(3)本发明的有功电流指令值无功电流指令值均通过已知的有功功率的给定值和无功功率的给定值进行求取，其结果更加符合实际，从而更容易满足实际系统的需求，可减少实际误差；

(4)本发明基于三相静止坐标系中的vsr开关函数表达式，可求解出当处于三相静止坐标系中时，有功电流指令值的输出值和无功电流指令值的输出值的大小，为后期通过三相整流桥ⅴ，转换到两相αβ静止坐标系中奠定了基础；

(5)本发明引入交流电机分析中常用的派克变换(park)原理，将pwm整流器一般数学模型转换成基于两相同步旋转坐标系下的vsr的dq数学模型，其交流时变参数转换为与电网基频同步旋转的常数项，从而降低了vsr控制策略的分析难度。

附图说明

图1为三相vsr拓扑结构示意图；

图2为新型双闭环pi控制原理图；

图3为vsr电压外环控制结构图；

图4为电压环简化结构图；

图5为iq的电流环结构图；

图6为电流内环的简化结构图；

图7新型双闭环控制策略框图；

图8(a)传统控制策略下的直流母线电压波形图；

图8(b)新型控制策略下的直流母线电压波形图；

图9(a)传统控制策略下的电网电压、电流波形图；

图9(b)新型控制策略下的电网电压、电流波形图；

图10(a)传统控制策略下的电网电流波形图；

图10(b)新型控制策略下的电网电流波形图；

图11(a)传统控制策略下的电网电流波形总谐波畸变率；

图11(b)新型控制策略下的电网电流波形总谐波畸变率。

示意图中的标号说明：

ⅰ、电压外环；ⅱ、电流指令计算模块；ⅲ、电流内环；ⅳ、空间矢量脉宽调制(svpwm)模块；ⅴ：三相整流桥。

具体实施方式

为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述。其中，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。因此，以下对在附图中提供的本发明的实施例的详细描述并非旨在限制要求保护的本发明的范围，而是仅仅表示本发明的选定实施例。

实施例1

结合附图，本实施例的一种基于传统vsr电流闭环控制的双闭环控制方法。其在电网正常情况下设计新型双闭环控制系统拓扑结构。该新型双闭环控制系统包括电压外环ⅰ、电流指令计算模块ⅱ、电流内环ⅲ、空间矢量调制(svpwm)模块ⅳ和三相整流桥ⅴ，其中，三相整流桥由六个igbt构成的三相全桥电路。本实施例先以整流侧的直流母线电压为外环，通过pi调节，得到输出有功功率的给定值将得到的给定值和无功功率给定值通过电流指令计算模块ⅱ得到有功电流指令值和无功电流指令值再将得到的有功电流指令值和无功电流指令值通过电流环调节得到和将和通过同步旋转坐标变换，转换到两相αβ静止坐标系上并得到和值；最后通过svpwm产生六路pwm信号控制三相整流桥ⅴ中的六个igbt进而控制vsr运行。

本实施例的基于传统vsr电流闭环控制的新型双闭环控制策略，是发明人在对传统vsr电流闭环矢量控制研究和改进过程中发明的一种新方法。发明人指出，该新型双闭环控制策略在使用过程中需将电压外环、电流指令计算、电流内环三个模块串行使用，并且要注意参数的配合，否则可能导致控制的失败。

下面将对本实施例的新型双闭环控制策略原理及实现进行具体描述。首先给出传统vsr的拓扑结构如图1所示，并由此推导出其数学模型。

图1为三相vsr的主电路拓扑结构图。主电路由igbt构成，l为滤波电感，电感与线路上的杂散阻抗用电阻r表示；c代表直流侧电容，el是直流电压源；ea，eb，ec和ia，ib，ic分别为vsr交流电源电压和交流侧输入电流；load是整流器的负载；udc为直流侧电容电压，il为负载电流。当udc>el时，vsr处于整流运行状态；反之当udc<el时，vsr则处于逆变运行状态。开关函数能准确描述vsr的动作过程，基于三相静止坐标系下的vsr开关函数表达式为式(1)所示

sa，sb，sc为各相桥臂开关管的单极性二值逻辑状态，表达式为

sk＝1时，vsr的上桥臂导通，下桥臂关断；

sk＝-1时，vsr的下桥臂导通，上桥臂关断，(k∈{a,b,c})。

基于静止坐标系的vsr一般数学模型具备直观、物理概念清晰的优点，但是其函数表达式是非线性、时变参数，从而增加了vsr控制策略的分析难度。因此，引入交流电机分析中常用的派克变换(park)原理，将pwm整流器一般数学模型转换成基于两相同步旋转坐标系下的vsr的dq数学模型，其交流时变参数转换为与电网基频同步旋转的常数项。因此，采用vsr的dq数学模型能够简化控制方法的设计和分析。park坐标变换原理如下：

首先，进行三相静止坐标系—两相静止坐标系(3s/2s)的等幅值clark变换，其实质是将三相静止坐标系的参数投射到两相静止坐标轴αβ上，若变换前后两个坐标系下的电压幅值相等，则称为等幅值clark变换。若α轴和a相重合，按照等幅值clark转换原则得到公式为

然后，进行两相静止坐标系αβ到两相旋转坐标系dq的坐标变换(2s/2r)。实质是两相静止坐标系以电网电压的基波角频率的速度同步旋转，从而把交流时变量转换为常数量，易于对控制系统进行设计和分析。若d轴与α轴的夹角为则得到其变换公式为

将公式(2)、(3)结合得到park(3s/2r)变换公式

忽略直流电源el，将公式(1)和(4)带入到公式(5)中，得到两相旋转坐标系下vsr的dq数学模型如式(6)

式(6)即为两相旋转坐标系下vsr的dq数学模型。其中，ed和eq为电网电压在d,q轴上的分量；id和iq为vsr交流侧电流矢量的d,q轴分量；ud和uq为三相vsr交流侧电压矢量轴分量；sd和sq为坐标系下的二值逻辑开关函数；ω为电网电压的基波角速度。由于park变换，使公式(6)中的所有控制量均为常数项，从而简化了整流器的分析。后文为了分析简便，公式(6)中以ud和uq分别代替udcsd和、udcsq。

1.vsr电压外环

图2是新型双闭环pi矢量控制原理图。图中，是vsr的输出电压给定参考值，udc是vsr的输出电压反馈值，采用pi调节器构成电压外环，其中p代表比例环节、i代表积分环节。前者进行有差调节，减少输出偏差；后者可以实现消除静差，增加系统精度。电压外环的输出为有功功率参考值vsr的电压外环控制结构如图3所示。

电压外环的控制目的是保持直流侧电压udc的稳定。其具体参数含义为

τv——电压环采样时间常数；

kv、tv——电压环pi控制器比例、积分系数；

m、θ——vsr的调制比与开关函数初始相位角；

il——负载电流扰动；

wci(s)——电流闭环函数，其闭环函数表达式可近似为

图3中，0.75mcosθ是时变系数，对系统参数整定造成一定的困难。由于vsr调制比m<1，所以时变环节的0.75mcosθ<0.75，由于增益最大时对vsr控制系统的影响最大，因此，用0.75取代时变环节进行分析。在此基础上忽略负载电流il影响，并且把电压外环小惯性时间常数τv和电流闭环等效时间常数3ts相加得到：tev＝τv+3ts，其简化电压控制结构如图4所示。

图4的开环传递函数为：

由于典型ⅱ型系统有较强的鲁棒性，为了保持vsr直流侧电压稳定运行，本发明采用典型的ⅱ型方案，由此得到

由公式(9)得到中频带宽hv＝tv/tev，为了兼顾系统跟随特性与抗干扰特性取中频带宽hv＝5，带入公式(9)中，得pi控制器的系数tv、kv为

此外，vsr控制系统的截止频率为

当τv＝ts时，tv＝hv(τv+3ts)＝20ts，得到系统的截止频率和频带宽度为

上式中，τv为电压环采样时间常数，c为直流侧电容；ts为电流内环的采样周期，tev＝τv+3ts。

同时电压调节器采用pi调节器，则的控制方程为

2.电流指令计算模块

图2中，是电流指令计算模块的有功功率输入值，来自于电压外环的输出；是电流指令计算模块的无功功率给定值，当负载为纯阻性时此值常设定为0。直流母线电压的波动取决于vsr终端有功功率的变化。如果有功功率出现振荡，则直流母线电压会波动。vsr终端有功和无功功率的表达式为

由式(15)可得，有功电流指令值无功电流指令值表达式为

其中，ud、uq分别是电网侧电压的d轴分量和q轴分量。

3.vsr电流内环

由电流计算模块可以实时计算出电流内环的给定值和id和iq分别为电网输入电流中的有功分量值和无功分量值。由于三相vsr电流内环的d轴和q轴分量之间具有较强的耦合关系，因此，本发明采用前馈控制实现解耦的目的，具体见图2所示。图中，有功电流内环和无功电流内环分别对电流偏差进行pi调节和前馈控制后得到两个输出值和另外，由图2可得为vsr交流侧参考电压矢量，其表达式如下式(17)所示。

kp、ki为pi控制器的比例、积分增益，将公式(17)带入(16)中可得

由式(18)可知，采用前馈控制可实现id、iq参数的解耦，且两者具有相同的控制结构，所以，下面以q轴参数为例进行分析设计。图5为iq的电流内环结构原理图，ts为电流内环的采样周期，kpwm为vsr等效增益。

在实际系统中，由于ωcl>>r(ωc为电流环截止频率)，因此，可忽略电阻r的影响，并将图5的前两个框图合并化简得到图6。图中，τ＝kp/ki，若忽略电网电动势eq，其开环传递函数为

为了改善vsr的运行性能，通常设置vsr中频带宽hi＝τ/1.5ts＝5。典型ⅱ型系统的关系式如下式(20)所示。

当中频带宽hi＝5时，由式(20)可得kp、ki的表达式为

4.同步旋转坐标逆变换

将和通过同步旋转坐标逆变换即2r/2s变换可以得到在两相αβ静止坐标系上的值和变换公式如下

根据变换后得到的和值，svpwm模块产生六路pwm信号经驱动电路后去控制vsr运行。图7新型双闭环控制策略原理框图。

本实施例的基于传统vsr电流闭环矢量控制的新型双闭环控制过程在基于matlab/simulink仿真平台下得到了仿真验证。仿真实验将传统vsr电流闭环控制方法和新型双闭环控制方法下的波形进行对比。通过仿真，得到在传统vsr电流双闭环控制方法下的直流母线电压波形和新型双闭环控制方法下的直流母线电压波形见图8(a)和(b)，通过对比可知，相对于传统的vsr控制模式，本发明采用的新型双闭环控制方法能够使系统的动态响应更快，抗干扰性能更优。由图9(a)和(b)可知，电网电压和电网电流同相位，即两种方法均能实现单位功率因数整流。图10(a)和(b)分别是传统控制方法和新型控制方法下的电网电流波形，通过fft分析得到相应的电网电流总谐波畸变率如图11(a)和(b)所示。很明显，相比于传统控制方法，采用本实施例所提的新型控制方法时电网电流总谐波畸变率更低。

相比于传统的vsr电流闭环控制，本实施例增加了电流指令计算的新方法。克服了传统vsr电流闭环的矢量控制策略动态响应较慢，电网电流总谐波畸变率较大，对负载变化等扰动的抗干扰性能差的问题。

以上示意性的对本发明及其实施方式进行了描述，该描述没有限制性，附图中所示的也只是本发明的实施方式之一，实际的结构并不局限于此。所以，如果本领域的普通技术人员受其启示，在不脱离本发明创造宗旨的情况下，不经创造性的设计出与该技术方案相似的结构方式及实施例，均应属于本发明的保护范围。