一种对称的电力变换器电路拓扑结构及其控制方法与流程

本发明涉及电力电子拓扑电路，尤其涉及一种对称的电力变换器电路拓扑结构及其控制方法。

背景技术：

近场电能传输是通过将高频电路通过原边线圈转化为交变电磁场，副边线圈中产生的高频感应电流经整流电路转化为直流输出。近年来，该技术已经普遍应用于智能手机的无线充电产品中，另外此技术在家用机器人、工业机器人、电动汽车领域亦具有广阔的应用前景。

为了提高能量传输距离和效率，可以分别在原边线圈和副边线圈增加谐振补偿网络，即构成磁谐振。目前现有的谐振补偿网络的谐振频率由补偿网络中电感或电容、线圈自感或互感决定，在线圈间相对位置发生变化时，线圈自感及线圈间互感和耦合系数均会发生相应变化，另外在不同工作温度环境下，线圈结构中铁氧体的磁导率也会发生变化，进而导致线圈电气参数发生变化。此外，由于批量生产造成的电感误差及电容误差也无法避免。因此，在实际工作中，谐振频率会发生一定程度的变化，若开关频率偏离谐振频率过多，会造成高频逆变器的硬开关及过多无功功率损耗，功率输出能力降低等严重问题；若开关频率跟随谐振频率变化，则系统在不同工况下将占用较大的频率带宽资源，而一方面国内及国际相关标准均对工作频率范围进行了限定，另一方面，较宽的工作频率范围将使系统电磁兼容设计更加复杂，且增加系统成本。

在未来智能电网系统中，大功率近场电能传输不仅仅是从电网传输到负载(如电池)的单向能量流动，为了优化电网供电与负荷之间的关系“削峰填谷”，这就要求近场电能传输系统具备双向能量流动的功能。

技术实现要素：

本发明的目的在于提供了一种对称的电力变换器电路拓扑结构。

实现本发明目的的技术方案为：一种对称的电力变换器电路拓扑结构，包括输入直流电源u1、全桥逆变电路、原边谐振动态补偿网络、原边线圈3li1、副边线圈3lo1、副边谐振动态补偿网络、全桥同步整流电路及负载电池u2，所述全桥逆变电路、原边谐振动态补偿网络与副边谐振动态补偿网络、全桥同步整流电路的具体拓扑结构关于原边线圈3li1、副边线圈3lo1对称；

所述输入直流电源u1、全桥逆变电路、原边谐振动态补偿网络依次连接，所述原边谐振动态补偿网络输出端分别与原边线圈3li1的两端连接，所述副边线圈3lo1的两端分别与副边谐振动态补偿网络的输入端连接，所述原边线圈3li1、副边线圈3lo1同名端相对，所述副边谐振动态补偿网络的输出端与全桥同步整流电路的输入端连接，全桥同步整流电路的输出端与负载电池u2的两端连接。

优选地，所述全桥逆变电路包括第一母线电容cbus1、四个开关管qi1-qi4，所述第一母线电容cbus1的正极与输入直流电源u1的正极连接，所述第一母线电容cbus1的负极与输入直流电源u1的负极连接，所述四个开关管qi1-qi4连接成逆变h桥，逆变h桥的正极与第一母线电容cbus1的正极连接，逆变h桥的负极与第一母线电容cbus1的负极连接。

优选地，所述原边谐振动态补偿网络为至少一个补偿开关s、至少两个电容组成的具有非零偏置电容值的可调电容网络，即所有补偿开关断开或关闭时均有一定电容值的组合网络。

优选地，所述原边谐振动态补偿网络包括第一串联电容ci1、第一补偿电容civ1、第一补偿开关si1，其中，所述第一串联电容ci1一端与第一补偿开关si1的一端、全桥逆变电路的一个输出端共同连接，所述第一补偿开关si1的另一端与第一补偿电容civ1的一端连接，所述第一补偿电容civ1的另一端与第一串联电容ci1的另一端连接作为原边谐振动态补偿网络的一个输出端，所述全桥逆变电路的另一个输出端作为原边谐振动态补偿网络的另一个输出端。

优选地，所述第一补偿开关si1的实现方式为单个mosfet或igbt的单向开关，或者为两个或多个mosfet或igbt串联构成的双向开关。

优选地，全桥同步整流电路包括第二母线电容cbus2以及四个开关管qo1-qo4，四个开关管qo1-qo4连接成逆变h桥，逆变h桥的两个输入端分别与副边谐振动态补偿网络的两个输出端连接，所述逆变h桥的正极与第二母线电容cbus2的正极连接，所述逆变h桥的负极与第二母线电容cbus2的负极连接，所述第二母线电容cbus2的正极、负极同时与负载电池u2的正负极连接。

在正向能量流动时，原边线圈为交变电磁场发射线圈，副边线圈为接收线圈。在逆向能量流动时，原边线圈转换为接收线圈，副边线圈为交变电磁场发射线圈，全桥逆变电路中逆变h桥转换为整流h桥的工作模式，同理，全桥同步整流电路中整流h桥转换为逆变h桥的工作模式，由于所述系统电路拓扑的对称性，原副边谐振动态补偿网络的工作原理也发生对称转换。

本发明还提供了一种对称的电力变换器电路拓扑结构的控制方法，具体为：检测所述对称的电力变换器电路拓扑结构的输入电压u1、全桥逆变电路的输出电压uab、副边谐振动态补偿网络的输出电压ucd、及系统输出电压u2；检测权利要求1所述电力变换器电路拓扑结构的输入电流i1、全桥逆变电路的输出电流iab、副边谐振动态补偿网络的输出电流icd、及输出电流i2；

根据检测的数据进行三个控制回路控制，三个控制回路分别为逆变电流控制回路、原副边谐振动态补偿网络控制回路、及输出控制回路；

所述逆变电流控制回路具体为：将测量的全桥逆变输出电流与电流参考值比较，其差值经过pid算法得出全桥逆变电路的移相控制角度θab，逆变调制器将移相控制角度转换为相应的四个pwm信号分别控制全桥逆变电路的四个开关(qi1-4)；

所述谐振动态补偿网络回路具体为：通过相位检测模块比较测量的全桥逆变电路的输出电流和输出电压的相位，得出相位差ψz，所述相位差ψz与设定的相位差参考值ψref比较，所得出的差值经过pid算法得出原副边谐振动态补偿网络的谐振频率ωr1ωr2，谐振调制器模块将原副边谐振频率转换为对应的pwm信号分别控制所述原边谐振动态补偿网络的第一补偿开关si1和副边谐振动态补偿网络的第二补偿开关so1；

所述输出控制回路具体为：比较测量的输出电压或输出电流或输出功率和设定的输出电压参考值或输出电流参考值或输出功率参考值，得出的差值经过pid算法计算出所述全桥逆变电路的输出电流参考值iabref，此参考值传递给逆变电流控制回路的输入端。

本发明中原副边相关信号参数(例如输出电流、输出电压、输出功率、第二补偿开关的pwm控制信号等)传递通过无线数据传输方式实现，如蓝牙、wifi等。

本发明与现有技术相比，其显著效果为：1)本发明通过改变原副边补偿开关的pwm占空比实现连续动态调整原副边谐振补偿网络的等效阻抗，以降低系统中无功功率损耗并实现软开关，因此本发明能够在不同工况下实现高效率能量传输；2)本发明原副边谐振动态补偿网络可有效抵消器件误差带来的影响，从而使近场电能传输系统具备复杂工况下的高性能与高可靠性，降低关键器件设计制造难度及成本，进而具备实际应用价值；3)本发明能够实现在不同复杂工况下均可工作在某一恒定频率。4)本发明电路拓扑具有对称性，不需增加额外电路结构，即可实现能量的双向传输，能够规模化接入智能电网，更加合理有效地利用电网进行充放电；5)本发明的谐振动态补偿网络中通过补偿开关的电流为全桥逆变电路输出电流的一部分，降低了补偿开关的导通损耗；6)本发明谐振网络结构为串联模式，所需功率器件数量较少，降低了系统的物料成本；且通过线圈电流较小，降低了线圈的损耗、设计难度及制造成本。

下面结合附图说明对本发明做进一步说明。

附图说明

图1是对称的电力变换器电路拓扑结构的一种示意图。

图2是本发明所述第一补偿开关和第二补偿开关的实现形式示意图。

图3是本发明所述原副边谐振动态补偿网络的实现形式示意图。

图4是对称的电力变换器电路拓扑结构的第二种示意图。

图5是对称的电力变换器电路拓扑结构的第三示意图。

图6是对称的电力变换器电路拓扑结构的第四示意图。

图7是本发明所述系统电压增益和全桥逆变输出相位差随谐振频率变化的特性曲线示意图。

图8是本发明实施例1电路拓扑结构的控制方法框图。

图9是本发明实施例1电路拓扑结构中补偿开关为单向开关的实现电路示意图。

图10是本发明实施例1单向开关电路拓扑结构的高输出电压仿真波形图。

图11是本发明实施例1单向开关电路拓扑结构的低输出电压仿真波形图。

图12是本发明实施例2电路拓扑结构中补偿开关为双向开关的实现电路示意图。

图13是本发明实施例2双向开关电路拓扑结构的高输出电压仿真波形图。

图14是本发明实施例2双向开关电路拓扑结构的低输出电压仿真波形图。

具体实施方式

为了更加清楚地描述本发明的思想，技术方案和优点，具体实施方式通过实施例和附图来表明。显然地，所描述的实施例是本发明的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在未付出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

一种对称的电力变换器电路拓扑结构，如图1所示，包括输入直流电源u1、全桥逆变电路、原边谐振动态补偿网络、原边线圈3li1、副边线圈3lo1、副边谐振动态补偿网络、全桥同步整流电路及负载电池u2，所述全桥逆变电路、原边谐振动态补偿网络与副边谐振动态补偿网络、全桥同步整流电路的具体拓扑结构关于原边线圈3li1、副边线圈3lo1对称；

所述输入直流电源u1、全桥逆变电路、原边谐振动态补偿网络依次连接，所述原边谐振动态补偿网络输出端分别与原边线圈3li1的两端连接，所述副边线圈3lo1的两端分别与副边谐振动态补偿网络的输入端连接，所述原边线圈3li1、副边线圈3lo1同名端相对，所述副边谐振动态补偿网络的输出端与全桥同步整流电路的输入端连接，全桥同步整流电路的输出端与负载电池u2的两端连接。

进一步的实施例中，所述全桥逆变电路包括第一母线电容cbus1、四个开关管qi1-qi4，所述第一母线电容cbus1的正极与输入直流电源u1的正极连接，所述第一母线电容cbus1的负极与输入直流电源u1的负极连接，所述四个开关管qi1-qi4连接成逆变h桥，逆变h桥的正极与第一母线电容cbus1的正极连接，逆变h桥的负极与第一母线电容cbus1的负极连接。

进一步的实施例中，所述原边谐振动态补偿网络为至少一个补偿开关s、至少两个电容组成的具有非零偏置电容值的可调电容网络，即所有补偿开关断开或关闭时均有一定电容值的组合网络。如图3所示，原边谐振动态补偿网络必须要包含图3a和图3b两者之一，图3a和图3b为两个必备单元，任选其一。具体的实现方式为图3(a-f)六种情况，其中图3c、3d、3e中均含有图3a单元，其中图3f中包含有图3b单元。

以图3a为例，所述原边谐振动态补偿网络包括第一串联电容ci1、第一补偿电容civ1、第一补偿开关si1，其中，所述第一串联电容ci1一端与第一补偿开关si1的一端、全桥逆变电路的一个输出端共同连接，所述第一补偿开关si1的另一端与第一补偿电容civ1的一端连接，所述第一补偿电容civ1的另一端与第一串联电容ci1的另一端连接作为原边谐振动态补偿网络的一个输出端，所述全桥逆变电路的另一个输出端作为原边谐振动态补偿网络的另一个输出端。如图2所示，所述第一补偿开关si1的实现方式可以为单个mosfet或igbt的单向开关，也可以为两个或多个mosfet或igbt串联构成的双向开关。

进一步的实施例中，全桥同步整流电路包括第二母线电容cbus2以及四个开关管qo1-qo4，四个开关管qo1-qo4连接成逆变h桥，逆变h桥的两个输入端分别与副边谐振动态补偿网络的两个输出端连接，所述逆变h桥的正极与第二母线电容cbus2的正极连接，所述逆变h桥的负极与第二母线电容cbus2的负极连接，所述第二母线电容cbus2的正极、负极同时与负载电池u2的正负极连接。

所述电路拓扑结构的原边谐振动态补偿网络和副边谐振动态补偿网络的具体实施方式可为多种补偿网络的组合，补偿网络的实现方式示例如图3所示。补偿网络可以单独实施于系统原边或副边，如图1所示；补偿网络亦可与固定值电容串联或补偿网络串联实施于系统原边或副边，例如补偿网络图3(a)与电容串联实施于系统原边和副边的电路拓扑结构如图4，当补偿网络图3(a)与补偿网络图3(a)串联实施于系统原边和副边的电路拓扑结构如图5，当补偿网络图3(b)实施于系统原边和副边的电路拓扑结构如图6。

所述原边谐振动态补偿网络的等效阻抗xi为：

其中civeq为所述第一补偿电容在第一补偿开关pwm控制下得出的等效容值，原边谐振频率为

所述副边谐振动态补偿网络的等效阻抗xo为

其中coveq为所述第二补偿电容在第二补偿开关pwm控制下得出的等效容值，副边谐振频率为

所述原边谐振频率与副边谐振频率可以同步(即相等)也可异步控制(即不相等)。当原副边谐振同步控制时，谐振频率为

ωr＝ωr1＝ωr2

定义归一化频率ωn为谐振频率ωr与系统开关工作频率ωs的比值，由于系统工作在恒定的开关频率ωs，归一化频率ωn的变化即表明相应的谐振频率ωr变化，

全桥逆变电路输出电压与输出电流相位差为，

其中ψi为全桥逆变电路输出电压基波与输出电流相位差，θ为全桥逆变移相控制角度。在不同负载rl(如图7(a)所示)和耦合系数k(如图7(b)所示)情况下ωr可以调节系统电压增益gv(gv＝u2/u1)；在不同负载rl(如图7(c)所示)和耦合系数k(如图7(d)所示)情况下ωr也可以调节全桥逆变电路输出电压基波与输出电流相位差ψi，即在恒定工作频率下，通过调整谐振频率实现了控制全桥逆变输出相位差ψi和系统电压增益gv的目的。

在正向能量流动时，原边线圈为交变电磁场发射线圈，副边线圈为接收线圈。在逆向能量流动时，原边线圈转换为接收线圈，副边线圈为交变电磁场发射线圈，全桥逆变电路中逆变h桥转换为整流h桥的工作模式，同理，全桥同步整流电路中整流h桥转换为逆变h桥的工作模式，由于所述系统电路拓扑的对称性，原副边谐振动态补偿网络的工作原理也发生对称转换。

本发明对称的电力变换器电路拓扑结构的控制方法如图9所示，具体为：检测所述系统输入电压u1、全桥逆变电路的输出电压uab、副边谐振动态补偿网络的输出电压ucd、及系统输出电压u2；通过电流采样电流检测系统输入电流i1、全桥逆变电路的输出电流iab、副边谐振动态补偿网络的输出电流icd、及系统输出电流i2。所述控制方法包括三个控制回路，逆变电流控制回路、原副边谐振动态补偿网络回路、及输出控制回路。所述逆变电流控制回路将测量的全桥逆变输出电流与电流参考值比较，其差值经过pid算法得出全桥逆变电路的移相控制角度θab，逆变调制器将移相控制角度转换为相应的四个pwm信号分别控制全桥逆变电路的四个开关(qi1-4)。所述谐振动态补偿网络回路通过相位检测模块比较测量的全桥逆变电路的输出电流和输出电压的相位，得出相位差ψz，所述相位差ψz与设定的相位差参考值ψref比较，所得出的差值经过pid算法得出原副边谐振动态补偿网络的谐振频率ωr1ωr2，谐振调制器模块将原副边谐振频率转换为对应的pwm信号分别控制所述原边谐振动态补偿网络的第一补偿开关si1和副边谐振动态补偿网络的第二补偿开关so1。所述输出控制回路比较测量的输出电压或输出电流或输出功率和设定的输出电压参考值或输出电流参考值或输出功率参考值，得出的差值经过pid算法计算出所述全桥逆变电路的输出电流参考值iabref，此参考值传递给逆变电流控制回路的输入端。

本发明原副边相关信号参数(例如输出电流、输出电压、输出功率、第二补偿开关的pwm控制信号等)传递通过无线数据传输方式实现，如蓝牙、wifi等。

实施例1

一种适用于双向近场电能传输系统的电路拓扑结构，在本实施例中，所述第一补偿开关si1和第二补偿开关so1的具体实施方式为单个mosfet，本实施例的电路拓扑结构如图9所示。

所述第一补偿开关si1和第二控制开关so1的控制pwm的上升沿与所述全桥逆变的输出电压vab上升沿对齐，所述第一补偿开关si1和第二控制开关so1的控制pwm信号相同，所述控制pwm的频率与系统工作频率相同，通过调整所述控制pwm的占空比得到高输出电压(400v)时的仿真波形如图10所示，通过调整所述控制pwm的占空比得到低输出电压(260v)时的仿真波形如图11所示。

所述第一补偿开关si1和第二补偿开关so1在不同输出条件下均实现了零电压导通和零电压关断，降低了开关损耗，所述全桥逆变电路的输出电压与输出电流间的相位差为正，即输出电流稍滞后与输出电压，表明通过谐振网络的动态调节，在不同输出条件下，所述全桥逆变电路的输出阻抗呈弱感性，在保证全桥逆变电路开关管软开关的同时，降低了原边谐振网络中的无功功率，提高了系统能量传输效率。

实施例2

一种适用于双向近场电能传输系统的电路拓扑结构，在本实施例中，所述第一补偿开关si1和第二补偿开关so1的具体实施方式为两个个mosfet串联，本实施例的电路拓扑结构如图12所示。

所述第一补偿开关si1的控制pwm的正脉冲中心与谐振网络中电容ci1两端电压的过零点对齐，所述控制pwm的频率为系统工作频率的两倍，所述第二补偿开关so1的控制pwm的正脉冲中心与谐振网络中电容co1两端电压的过零点对齐，所述控制pwm的频率为系统工作频率的两倍，通过调整所述控制pwm的占空比得到高输出电压(400v)时的仿真波形如图13所示，通过调整所述控制pwm的占空比得到低输出电压(260v)时的仿真波形如图14所示。

所述第一补偿开关si1和第二补偿开关so1在不同输出条件下均实现了零电压导通和零电压关断，降低了开关损耗，所述全桥逆变电路的输出电压与输出电流间的相位差为正，即输出电流稍滞后与输出电压，表明通过谐振网络的动态调节，在不同输出条件下，所述全桥逆变电路的输出阻抗呈弱感性，在保证全桥逆变电路开关管软开关的同时，降低了原边谐振网络中的无功功率，提高了系统能量传输效率。