一种软开关高功率因数交流-直流变换器的制作方法

本发明属于开关电源技术领域，涉及一种软开关高功率因数交流-直流变换器。

背景技术：

电力电子装置的广泛应用，给公用电网造成严重污染，谐波和无功问题日益受到重视。为了减轻电力污染的危害程度，许多国家纷纷制定了相应的标准，如国际电工委员会的谐波标准ieee555-2和iec1000-3-2等。功率因数校正(powerfactorcorrection，简称pfc)技术，如有源功率因数校正(activepowerfactorcorrection，简称apfc)技术可以有效地抑制谐波，因此功率因数校正电路(pfc)常被用于交流-直流电力电子变换装置的前级。

图1示出了一种传统的两级式交流-直流电力电子变换装置的拓扑结构。前级通常采用升压(boost)电路作为功率因数校正，以实现交直流能量转换并输出稳定直流电压；后级采用高效率的半桥llc谐振变换器，实现隔离和降压功能。

boost电路作为前级功率因素校正电路的优点是结构简单，容易获得较高的功率因数，然而其也存在一定的缺点，如采用电流连续模式，则其续流二极管存在较大反向恢复问题，开关过程为硬开关，导致效率降低；而如采用断续模式，则输入电流峰值较大，开关过程为硬开关，效率较低，此外电感体积较大；采用电流临界导通模式，虽然可以实现开关管的零电压开通以降低损耗，但是检测电感绕组两端电压，增加了控制的复杂性，此外，在高压输入情况下，只能实现开关管在谐振谷底导通，并不能实现完全的软开关。

技术实现要素：

本发明提出一种软开关高功率因数交流-直流变换器，所述软开关高功率因数交流-直流变换器包括软开关功率因数校正电路，其中

所述软开关功率因数校正电路包括：滤波器、整流管d1、整流管d2、续流管d3、续流管d4、电感l1、电容c1、开关管q1、开关管q2、电容cb；

其中，滤波器的一个输入端接交流源vac的一端，其另一输入端交流源vac的另一端，滤波器的一个输出端接接整流管d1的阳极和整流管d2的阴极，滤波器的一个输出端接接续流管d3的阳极和续流管d4的阴极，整流管d1的阴极接续流管d3的阴极、开关管q1的漏极以及电容cb的正端，整流管d2的阳极接续流管d4的阳极、开关管q2的源极、电容cb的负端以及参考地，续流管d3的阳极接电感l1的一端，电感l1的另一端接电容c1的一端，电容c1的另一端接开关管q1的源极以及开关管q2的漏极，开关管q1和开关管q2的栅极分别接收控制电路输出的驱动信号；

所述软开关功率因数校正电路实现对交流输入电流的校正，使得交流输入电流波形接近正弦波，并在电容cb两端输出一直流电压；

优选的，还包括负载，所述负载接电容cb的正端(a端)和负端(b端)之间，负载是电阻、led、蓄电池等无源负载或直流-直流变换电路；

优选的，还包括负载，所述负载接开关管q1和开关管q2构成的开关桥臂中点(c端)与电容cb的负端(b端)之间，负载可以是电阻或直流-直流变换电路；

优选的，还包括负载，所述负载接开关管q1和开关管q2构成的开关桥臂中点(c端)与构成电容cb的两个串联电容的中点(d端)之间，负载可以是电阻或直流-直流变换电路；

所述直流-直流变换电路将电容cb两端的直流电压进行直流电压变换或转换为直流电流；

优选的，所述软开关高功率因数交流-直流变换器还包括控制电路，所述控制电路可以是pfm控制、pwm控制或pfm+pwm控制；

优选的，所述控制电路包括pfm控制误差放大环节、锯齿波发生电路、pwm控制误差放大环节、比较器com2、驱动信号发生电路。

进一步，所述pfm控制误差放大环节包括电阻r1、第一补偿网络、第一运放op1和电压基准vref1，所述电阻r1一端接fb端，接收主电路反馈的输出电压或电流信号，电阻r1的另一端接第一补偿网络的一端及运放op1的负输入端，运放op1的正输入端接电压基准vref1的正端，电压基准vref1的负端接参考地，第一补偿网络的输出端接第一运放op1的输出端；pfm控制误差放大环节对fb接收的信号与电压基准vref1之间的信号差值进行比较、放大，产生误差放大信号vcomp1；

所述锯齿波发生电路包括电压基准vref2、压控电流源vci、电容c1、开关s1、电压基准vref4、比较器com1，压控电流源vci的负输入端接运放op1的输出端，压控电流源vci的正输入端接电压基准vref3的正端，电压基准vref3的负端接参考地，压控电流源vci的一个输出端接参考地，另一个输出端接电容c1的一端、开关s1的一端以及比较器com1的负输入端，比较器com1的正输入端接电压基准vref4的一端比较器com1的输出端接开关s1的控制端，开关s1的另一端接地；锯齿波发生电路根据接收的误差放大信号vcomp1产生频率可变的锯齿波信号vsaw；

所述pwm控制误差放大环节包括电阻r2、第二补偿网络、运放op2和电压基准vref2和限幅器limv，所述电阻r2一端接vfb端，接收主电路反馈的输出电压信号，电阻r2的另一端接第二补偿网络的一端及运放op2的负输入端，运放op2的正输入端接电压基准vref2的正端，电压基准vref2的负端接参考地，第二补偿网络的输出端接运放op2的输出端，运放op2的输出端接限幅器limv2的输入端，限幅器limv2的输出端输出误差放大信号vcomp2；pwm控制误差放大环节对vfb接收的信号与电压基准vref1之间的信号差值进行比较、放大经限幅器limv限制幅值之后输出误差放大信号vcomp2；

比较器com2的负输入端接锯齿波发生电路的输出端，接收锯齿波信号vsaw，比较器com2的正输入端接pwm控制误差放大环节的输出端，接收其输出的误差放大信号vcomp2；比较器com2对接收的锯齿波信号vsaw和误差放大信号vcomp2进行比较，输出脉冲信号vpulse；

所述驱动信号发生电路包括反相器inv、第一延时电路、第二延时电路、与门and1、与门and2以及驱动电路1041；所述反相器inv的输入端接第二延时电路的输入端和与门and2的一个输入端，接收脉冲信号vpulse，反相器inv的输出端接第一延时电路的输入端和与门and1的一个输入端，与门and1的输出端接驱动电路的一个输入端，驱动电路的两个输出端分别输出驱动信号vg_q1和vg_q2；所述第一延时电路和第二延时电路分别产生延时td1和td2，用于产生驱动信号vg_q1和vg_q2之间的死区时间，所述驱动电路用于增强驱动能力以及驱动信号自举。

优选的，一种软开关高功率因数交流-直流变换器，包括所述软开关功率因数校正电路和半桥llc谐振直流-直流变换电路，所述半桥llc谐振直流-直流变换电路的开关管与软开关高功率因数校正电路的开关管复用，所述半桥llc谐振直流-直流变换电路还包括谐振电感lr、谐振电容cr、变压器t2、输出整流电路201、输出电容co；谐振电感lr的一端接开关管q1的源极和开关管q2的漏极，谐振电感lr的另一端接谐振电容cr的一端，谐振电容cr的另一端接变压器t2原边绕组的一端，变压器t2原边绕组的另一端接参考地，变压器t2的副边绕组接输出整流器201的输入端，输出整流器201的输出端接输出电容co；

优选的，一种软开关高功率因数交流-直流变换器，包括所述软开关功率因数校正电路和半桥反激电路，所述半桥反激电路的开关管与软开关高功率因数校正电路的开关管复用。所述半桥反激电路还包括隔直电容cx、变压器t3、输出整流管do、输出电容co；隔直电容cx的一端接开关管q1的源极和开关管q2的漏极，隔直电容cx的另一端接变压器t3原边绕组的同名端，变压器t3原边绕组的异名端接参考地，变压器t3的副边绕组异名端接输出整流器do的输入端，输出整流器do的输出端接输出电容co的正端，输出电容co的负端接变压器t3副边绕组的同名端；

优选的，所述软开关高功率因数交流-直流变换器中的整流管d1、整流管d2和续流管d3、续流管d4是二极管，

优选的，所述软开关高功率因数交流-直流变换器中的整流管d1、整流管d2和续流管d3、续流管d4也可以部分或全部是mosfet。

本发明的有益效果在于：本发明提出的软开关高功率因数交流-直流变换器可以实现功率因数校正电路的开关管在全输入电压范围内的零电压开通(软开关)，并获得较高的功率因数；在每半工频周期仅有一个输入整流管导通，降低了输入整流电路的损耗；本发明的一种连接方式构成的准单级软开关功率因数校正电路与传统的boost型准单级电路相比，母线电压可以大大降低，因此可以降低开关管的电压应力，应用于全电压输入范围(90v-265vac)。

附图说明

图1为一种现有技术的两级式交流-直流电力电子变换器；

图2示出本发明的软开关高功率因数交流-直流变换器第一种电路结构图；

图3示出本发明的软开关高功率因数交流-直流变换器第二种电路结构图；

图4示出本发明的软开关高功率因数交流-直流变换器第三种电路结构图；

图5示出了本发明的软开关高功率因数交流-直流变换器的部分关键波形；

图6示出了本发明的软开关高功率因数电路第一工作模态下的等效电路示意图；

图7示出了本发明的软开关高功率因数电路第二工作模态下的等效电路示意图；

图8示出了本发明的软开关高功率因数电路第三工作模态下的等效电路示意图；

图9示出了本发明的软开关高功率因数电路第四工作模态下的等效电路示意图；

图10示出了本发明的软开关高功率因数电路第五工作模态下的等效电路示意图；

图11示出了本发明的软开关高功率因数电路第六工作模态下的等效电路示意图；

图12示出了本发明的软开关高功率因数电路第七工作模态下的等效电路示意图；

图13示出了本发明的软开关高功率因数电路第八工作模态下的等效电路示意图；

图14示出了本发明的软开关高功率因数交流-直流变换器半工频周期交流输入电流计算曲线；

图15示出了本发明的软开关高功率因数交流-直流变换器在直流母线电压一定的情况下工作频率与交流输入电压的关系曲线；

图16示出了适用于本发明的软开关高功率因数交流-直流变换器的pfm+pwm控制电路实施例；

图17示出了图16所示控制电路的部分关键波形；

图18示出了本发明的软开关高功率因数交流-直流变换器第一具体实施例；

图19示出了本发明的软开关高功率因数交流-直流变换器第二具体实施例；

图20示出了本发明的软开关高功率因数交流-直流变换器第三具体实施例；

图21示出了本发明的软开关高功率因数交流-直流变换器第四具体实施例；

图22示出了本发明的软开关高功率因数电路中的整流管d1、d2和续流管d3、d4采用mosfet之后的示意图；

具体实施方式

以下结合本发明电路结构图对本发明内容进行详细说明。

参照图2示出的本发明软开关高功率因数交流-直流变换器第一种结构图，所述软开关高功率因数交流-直流变换器包括软开关功率因数校正电路和负载；

所述软开关功率因数校正电路包括：滤波器、整流管d1、整流管d2、续流管d3、续流管d4、电感l1、电容c1、开关管q1、开关管q2、电容cb；其中，滤波器的一个输入端接交流源vac的一端，其另一输入端交流源vac的另一端，滤波器的一个输出端接接整流管d1的阳极和整流管d2的阴极，滤波器的一个输出端接接续流管d3的阳极和续流管d4的阴极，整流管d1的阴极接续流管d3的阴极、开关管q1的漏极以及电容cb的正端，整流管d2的阳极接续流管d4的阳极、开关管q2的源极、电容cb的负端以及参考地，续流管d3的阳极接电感l1的一端，电感l1的另一端接电容c1的一端，电容c1的另一端接开关管q1的源极以及开关管q2的漏极，开关管q1和开关管q2的栅极分别接收控制电路输出的驱动信号；

所述负载接电容cb的正端(a端)和负端(b端)之间，负载是电阻、led、蓄电池等无源负载或直流-直流变换电路；

参照图3示出的本发明的软开关高功率因数交流-直流变换器第二种结构图，所述软开关高功率因数交流-直流变换器包括软开关功率因数校正电路和负载；

所述软开关功率因数校正电路包括：滤波器、整流管d1、整流管d2、续流管d3、续流管d4、电感l1、电容c1、开关管q1、开关管q2、电容cb；其中，滤波器的一个输入端接交流源vac的一端，其另一输入端交流源vac的另一端，滤波器的一个输出端接接整流管d1的阳极和整流管d2的阴极，滤波器的一个输出端接接续流管d3的阳极和续流管d4的阴极，整流管d1的阴极接续流管d3的阴极、开关管q1的漏极以及电容cb的正端，整流管d2的阳极接续流管d4的阳极、开关管q2的源极、电容cb的负端以及参考地，续流管d3的阳极接电感l1的一端，电感l1的另一端接电容c1的一端，电容c1的另一端接开关管q1的源极以及开关管q2的漏极，开关管q1和开关管q2的栅极分别接收控制电路输出的驱动信号；

所述负载接开关管q1和开关管q2构成的开关桥臂中点(c端)与电容cb的负端(b端)之间，负载可以是电阻或直流-直流变换电路；

参照图4示出的本发明的软开关高功率因数交流-直流变换器第三种结构图，所述交流-直流变换器包括软开关功率因数校正电路和负载；

所述软开关功率因数校正电路包括：滤波器、整流管d1、整流管d2、续流管d3、续流管d4、电感l1、电容c1、开关管q1、开关管q2、电容cb；其中，滤波器的一个输入端接交流源vac的一端，其另一输入端交流源vac的另一端，滤波器的一个输出端接接整流管d1的阳极和整流管d2的阴极，滤波器的一个输出端接接整流管d3的阳极和续流管d4的阴极，整流管d1的阴极接续流管d3的阴极、开关管q1的漏极以及电容cb的正端，整流管d2的阳极接续流管d4的阳极、开关管q2的源极、电容cb的负端以及参考地，续流管d3的阳极接电感l1的一端，电感l1的另一端接电容c1的一端，电容c1的另一端接开关管q1的源极以及开关管q2的漏极，开关管q1和开关管q2的栅极分别接收控制电路输出的驱动信号；

所述电容cb由电容cb1和电容cb2串联构成，所述负载接开关管q1和开关管q2构成的开关桥臂中点(c端)与电容cb1和电容cb2的中点(d端)之间，负载可以是电阻或直流-直流变换电路；

参考图5示出的本发明的软开关高功率因数交流-直流变换器的部分关键波形，其中vac表示电网提供的交流输入电压，vc1_avg为电容c1电压滤除高频分量之后的波形，il表示流经电感l1的电流，iac表示经过滤波器流入电网的交流母线电流，iin表示滤波器之前的交流母线电流，vg_q1和vg_q2分别表示开关管q1和开关管q2的栅极电压，iq1和iq2分别表示流经开关管q1和开关管q2的电流；其中，为了简化起见，vg_q1和vg_q2分别只画出了交流输入电压vac正负半周各一个开关周期的波形用于描述电路的工作过程，并且没有考虑死区时间。

当交流输入电压vac处于正半周期，电路的工作过程可以简单分为四个阶段：

第一阶段[t0-t1]：在t0时刻，开关管q2关断，由于il为负，对应的iq1也为负，因此iq1首先流经开关管q1的体二极管，使得开关管q1零电压导通，续流管d3保持导通，等效电路如图6所示。在此期间，电感l1和电容c1谐振，il由负的最大值谐振上升，回路方程为；

其中，vcb为电容cb两端电压，即直流母线电压。

第二阶段[t1-t2]：在t1时刻，由于il上升到零，续流管d3关断，整流管d1导通，续流管d3关断，等效电路如图7所示。在此期间，电感电流il1谐振上升，回路方程为：

第三阶段[t2-t3]：在t2时刻，开关管q1关断，电感电流il首先流经开关管q2的体二极管，使得开关管q2零电压开通，整流管d1保持导通，等效电路如图8所示。在此期间，电感电流il谐振下降，回路方程为：

第四阶段[t3-t4]：在t3时刻，电感电流il下降到零，整流管d1关断，续流管d4导通，等效电路如图9所示。在此期间，电感电流il1继续谐振下降，回路方程为：

当交流输入电压为负半周时，根据电路的对称性可知，电路的工作过程类似，整流管d2和续流管d3导通，参考t5-t9时刻的波形，电路工作过程同样可以分为四个阶段，各阶段的等效电路分别如图10-图13所示，这里不再详细分析。

由以上电路分析可以知道，在每半个工频周期仅有一个整流管导通，因此整流电路损耗相对传统整流电路较低；此外，开关管q1和开关管q2都可以实现零电压导通，即实现了软开关。

根据以上分析近似可以计算出交流输入电流在半个工频周期的表达式为：

其中，开关周期ts的表达式为：

根据公式(5)和(6)可以得到交流输入电流iac的波形如图14所示，可见，交流输入电流波形非常接近正弦，从而可以计算出一定工作条件下本发明的软开关高功率因数电路的开关频率与交流输入电压的有效值之间的关系曲线入图15所示。由图15可知，通过调节频率可以调节直流母线电压电压相对于交流输入电压的增益，这意味着本发明的软开关高功率因数电路可以采用变频控制(pfm)。作为本领域技术人员也可知道，在一定的开关频率下，调节占空比的pwm方式对本发明的软开关高功率因数电路的电压增益进行控制，同样可以达到调节输出电压/电流的目的。因此，本发明的软开关高功率因数电路可以采用pfm控制、pwm控制、或pfm+pwm控制的混合控制方式。上述控制方式并未穷举出能适用于本发明的软开关高功率因数电路的所有可行的控制方式，本领域技术人员应当不难针对本发明的精神，找出其它适用的控制方式。

根据电路关系，进一步可以推导出电容c1滤除高频分量之后的电压值vc1_avg等于交流输入电压vac的1/2，因此电容c1还起到对交流输入电压进行分压的作用，从而使得本发明的软开关高功率因数电路的电压增益低于传统的boost电路。

图16示出了一种适用于本发明的交流-直流变换器的pfm+pwm控制电路具体实施例示意图；所述控制电路包括pfm控制误差放大环节101、锯齿波发生电路102、pwm控制误差放大环节103、比较器com2、驱动信号发生电路104。

进一步，所述pfm控制误差放大环节101包括电阻r1、补偿网络1、运放op1和电压基准vref1，所述电阻r1一端接fb端，接收主电路反馈的输出电压或电流信号，电阻r1的另一端接补偿网络1的一端及运放op1的负输入端，运放op1的正输入端接电压基准vref1的正端，电压基准vref1的负端接参考地，补偿网络1的输出端接运放op1的输出端；pfm控制误差放大环节101对fb接收的信号与电压基准vref1之间的信号差值进行比较、放大，产生误差放大信号vcomp1；

所述锯齿波发生电路102包括电压基准vref2、压控电流源vci、电容c1、开关s1、电压基准vref4、比较器com1，压控电流源vci的负输入端接运放op1的输出端，压控电流源vci的正输入端接电压基准vref3的正端，电压基准vref3的负端接参考地，压控电流源vci的一个输出端接参考地，另一个输出端接电容c1的一端、开关s1的一端以及比较器com1的负输入端，比较器com1的正输入端接电压基准vref4的一端比较器com1的输出端接开关s1的控制端，开关s1的另一端接地；锯齿波发生电路102根据接收的误差放大信号vcomp1产生频率可变的锯齿波信号vsaw；

所述pwm控制误差放大环节103包括电阻r2、补偿网络2、运放op2和电压基准vref2和限幅器limv，所述电阻r2一端接vfb端，接收主电路反馈的输出电压信号，电阻r2的另一端接补偿网络2的一端及运放op2的负输入端，运放op2的正输入端接电压基准vref2的正端，电压基准vref2的负端接参考地，补偿网络2的输出端接运放op2的输出端，运放op2的输出端接限幅器limv2的输入端，限幅器limv2的输出端输出误差放大信号vcomp2；pwm控制误差放大环节103对vfb接收的信号与电压基准vref1之间的信号差值进行比较、放大经限幅器limv限制幅值之后输出误差放大信号vcomp2；

比较器com2的负输入端接锯齿波发生电路102的输出端，接收锯齿波信号vsaw，比较器com2的正输入端接pwm控制误差放大环节103的输出端，接收其输出的误差放大信号vcomp2；比较器com2对接收的锯齿波信号vsaw和误差放大信号vcomp2进行比较，输出脉冲信号vpulse；

所述驱动信号发生电路104包括反相器inv、延时电路1、延时电路2、与门and1、与门and2以及驱动电路1041；所述反相器inv的输入端接延时电路2的输入端和与门and2的一个输入端，接收脉冲信号vpulse，反相器inv的输出端接延时电路1的输入端和与门and1的一个输入端，与门and1的输出端接驱动电路的一个输入端，驱动电路1041的两个输出端分别输出驱动信号vg_q1和vg_q2；所述延时电路1和延时电路2分别产生延时td1和td2，用于产生驱动信号vg_q1和vg_q2之间的死区时间，所述驱动电路1041用于增强驱动能力以及驱动信号自举。

图17示出了图16控制电路的关键波形，包括pfm控制和pwm控制两种情况的示意图；

第一种情况：当输出电压较低使得输出电压反馈信号vfb恒低于电压基准vref2时，vcomp2处于恒高状态，由于限幅器limv的作用，使得vcomp2被箝位于vref4/2；pfm控制误差放大环节101起到电路调节作用，输出受电路工况影响的vcomp1信号，vcomp1信号与vref3之间的差值改变压控电流源vci的输出电流，从而调节锯齿波vsaw的频率，而锯齿波vsaw的峰值恒等于vref4；vcomp2与vsaw进行比较之后输出占空比等于50％、频率与锯齿波vsaw频率一致的脉冲信号vpulse，进一步经驱动信号发生电路104输出频率可变、占空比接近50％的驱动信号vg_q1和vg_q2；举例说明电路的调节过程如下：当主电路受到外界影响使得输出电压增加，从而fb信号增加，经pfm控制误差放大环节101使得vcomp1下降，vcomp1信号与vref3之间的差值变大，使得压控电流源vci的输出电流增加，使得vsaw频率上升，进一步使得驱动信号频率上升，由图15可知，电路工作频率使得电路增益下降从而使输出电压降低，因此可见，通过控制电路的负反馈作用可以使得电路重新回到稳态。

第二种情况：当输出电压较高使得主电路反馈信号fb恒高于电压基准vref1，因此vcomp1处于恒低状态，输出电压反馈信号vfb达到电压基准vref2，pwm控制误差放大环节102起到电路调节作用，输出幅值可调的误差放大信号vcomp2。电压基准vref3与vcomp1的差值为定值，因此锯齿波vsaw的频率为定值且峰值等于vref2；vcomp2与vsaw进行比较后输出占空比可调、频率与锯齿波vsaw一致的脉冲信号vpulse，进一步经驱动信号发生电路104输出占空比可调的驱动信号vg_q1和vg_q2。举例说明电路的调节过程如下：当主电路受到外界影响使得输出电压增加，从而vfb信号增加，经pwm控制误差放大环节102使得vcomp2下降，从而使得脉冲信号vpulse占空比下降，进一步使得驱动信号vg_q1占空比下降、vg_q2占空比上升；因此开关管s1导通时间减小使得电感l1在每个开关周期传递的能量减小，从而使输出电压降低。因此可见，通过控制电路的负反馈作用可以使得电路重新回到稳态。

图18示出本发明的软开关高功率因数交流-直流变换器的的第一具体实施例，其中负载为半桥llc谐振直流-直流变换电路；本领域技术人员不难知道，负载也可以为其它类型的直流-直流变换电路。

图19示出本发明的软开关高功率因数交流-直流变换器的的第二具体实施例，其中负载为半桥llc谐振直流-直流变换电路，所述半桥llc谐振直流-直流变换电路的开关管与软开关高功率因数校正电路的开关管复用。所述半桥llc谐振直流-直流变换电路还包括谐振电感lr、谐振电容cr、变压器t2、输出整流电路201、输出电容co；谐振电感lr的一端接开关管q1的源极和开关管q2的漏极，谐振电感lr的另一端接谐振电容cr的一端，谐振电容cr的另一端接变压器t2原边绕组的一端，变压器t2原边绕组的另一端接参考地，变压器t2的副边绕组接输出整流器201的输入端，输出整流器201的输出端接输出电容co；

图19所示的本发明的具体实施例由于软开关高功率因数校正电路与直流-直流变换电路共用开关桥臂，因此其本质上是一种准单级的交流-直流变换器，相对传统两级结构的交流-直流变换器元器件数量减小，而且可以直接采用如图16所示的pfm+pwm控制电路或pfm控制电路，无需增加额外的控制电路。进一步，与传统的boost电路+llc直流-直流电路构成的准单级交流-直流变换器相比，由于电容c1的分压作用降低了软开关高功率因数校正电路的电压增益，图19所示的本发明具体实施例可以在内获得更低的直流母线电压(vcb)，降低了开关管的电压应力，因此可是用于90v～265v交流输入范围，传统的boost电路+llc直流-直流电路构成的准单级交流-直流变换器一般只能应用于低输入电压场合。

图20示出本发明的软开关高功率因数交流-直流变换器的第三具体实施例，其中负载为半桥反激电路。所述半桥反激电路的开关管与软开关高功率因数校正电路的开关管复用。所述半桥反激电路还包括隔直电容cx、变压器t3、输出整流管do、输出电容co；隔直电容cx的一端接开关管q1的源极和开关管q2的漏极，隔直电容cx的另一端接变压器t3原边绕组的同名端，变压器t3原边绕组的异名端接参考地，变压器t3的副边绕组异名端接输出整流管do的输入端，输出整流管do的输出端接输出电容co的正端，输出电容co的负端接变压器t3副边绕组的同名端；

类似的，图20示出本发明的具体实施例也为一种准单级交流-直流变换器，同样可以获得较低的直流母线电压(vcb)。

图21示出本发明的软开关高功率因数交流-直流变换器的第四具体实施例，其中负载为半桥llc谐振直流-直流变换电路，其开关管与软开关高功率因数校正电路的开关管复用。图21所示本发明具体实施例与图19具体实施例仅在连接方式上有所区别，在功能上实质等效，因此不再详述。

类似的，图21所示具体实施例的负载也可以为半桥反激电路，构成与图20所示具体实施例实质等效的电路结构。

本发明的软开关高功率因数交流-直流变换器中的整流管d1、整流管d2和续流管d3、续流管d4可以是二极管，也可以部分或全部用mosfet替代，以降低通态损耗。图22示出了本发明的软开关高功率因数交流-直流变换器整流管d1、整流管d2和续流管d3、续流管d4全部采用mosfet的一个具体实施例。

本发明包括的具体模块本领域技术人员可以在不违背其精神的前提下，可以有多种实施方式，或通过各种不同的组合方式，形成不同的具体实施例，这里不再详细描述。

无论上文说明如何详细，还有可以有许多方式实施本发明，说明书中所述的只是本发明的一些具体实施例子。凡根据本发明精神实质所做的等效变换或修饰，都应涵盖在本发明的保护范围之内。

本发明实施例的上述详细说明并不是穷举的或者用于将本发明限制在上述明确的形式上。在上述以示意性目的说明本发明的特定实施例和实例的同时，本领域技术人员将认识到可以在本发明的范围内进行各种等同修改。

在上述说明描述了本发明的特定实施例并且描述了预期最佳模式的同时，无论在上文中出现了如何详细的说明，也可以许多方式实施本发明。上述电路结构及其控制方式的细节在其执行细节中可以进行相当多的变化，然而其仍然包含在这里所公开的本发明中。

如上述一样应当注意，在说明本发明的某些特征或者方案时所使用的特殊术语不应当用于表示在这里重新定义该术语以限制与该术语相关的本发明的某些特定特点、特征或者方案。总之，不应当将在随附的权利要求书中使用的术语解释为将本发明限定在说明书中公开的特定实施例，除非上述详细说明部分明确地限定了这些术语。因此，本发明的实际范围不仅包括所公开的实施例，还包括在权利要求书之下实施或者执行本发明的所有等效方案。