DC-AC双向转换器的制作方法

发明领域

根据本发明的至少一个示例通常涉及dc-ac功率转换器。

相关技术的讨论

使用电力设备(诸如，不间断电源(ups))为敏感负载和/或关键负载(诸如，计算机系统和其他数据处理系统)提供经稳压的、不间断的电力是众所周知的。已知的不间断电源包括在线式ups、离线式ups、线路交互式ups及其他ups。在线式ups提供经调节的ac功率，并且在ac功率的主要来源中断时提供备用ac功率。离线式ups通常不提供对输入ac功率的调节，但是确实在主ac电源中断时提供备用ac功率。线互动式ups类似于离线式ups之处在于当发生停电的时它们都切换到电池电源，但线互动式ups通常还包括用于稳压由ups提供的输出电压的多抽头变压器。

传统的在线ups使用功率因数校正电路(pfc)来对由电业公司提供的输入功率进行整流，以向dc总线提供功率。整流后的dc电压通常用于在市电是可用的时对电池充电，以及向dc总线提供功率。在没有市电的情况下，电池向dc总线提供功率。dc-ac逆变器从dc总线对负载产生ac输出电压。由于dc总线由电源或者电池供电，因此在干线出现故障并且电池充分充电时，ups的输出功率是不间断的。传统的离线ups通常将负载直接连接到公用电源。当公用电源不足以为负载供电时，离线ups操作dc-ac逆变器以将来自备用电源(例如电池)的dc功率转换成提供给负载的期望ac功率。

概述

根据本发明的方面目的在于一种dc-ac双向转换器，其包括：第一接口，其被配置为耦合到dc源；输入桥，其耦合到第一接口；逆变器部分，其耦合到输入桥并包括耦合到输入桥的第一双向转换器、耦合到输入桥的第二双向转换器以及耦合到第一双向转换器和第二双向转换器的输出滤波器；第二接口，其耦合到输出滤波器并被配置为耦合到负载；以及控制器，其被配置为操作输入桥以从dc源汲取dc功率并向逆变器部分提供功率，以在第一操作模式中与输出滤波器结合来操作第一双向转换器以在第二接口处产生输出电压波形的正半周期，并且在第二操作模式中与输出滤波器结合来操作第二双向转换器以在第二接口处产生输出电压波形的负半周期。

根据一个实施例，第一双向转换器包括：第一变压器，其包括第一初级绕组和第一次级绕组，第一初级绕组包括耦合到输入桥的第一端和第二端，并且第一次级绕组包括经由第一部分耦合到第一中心抽头的第一端和经由第二部分耦合到第一中心抽头的第二端；耦合在第一次级绕组的第一端和第二接口之间的第一开关；以及耦合在第一次级绕组的第二端和第二接口之间的第二开关。

根据另一实施例，第二双向转换器包括：第二变压器，其包括第二初级绕组和第二次级绕组，第二初级绕组包括耦合到输入桥的第一端和第二端，并且第二次级绕组包括经由第一部分耦合到第二中心抽头的第一端和经由第二部分耦合到第二中心抽头的第二端；耦合在第二次级绕组的第一端和中性线之间的第三开关；以及耦合在第二次级绕组的第二端和中性线之间的第四开关。在一个实施例中，输出滤波器包括耦合在第一中心抽头和第二中心抽头之间的输出滤波器。在另一实施例中，输出滤波器包括耦合在第二接口和中性线之间的输出电容器。

根据一个实施例，输入桥包括耦合到第一接口、第一初级绕组的第一端和第二初级绕组的第二端的多个开关以及耦合到多个开关、第一初级绕组的第二端和第二初级绕组的第一端的共享线。在一个实施例中，多个开关包括耦合在第一接口和第一初级绕组的第一端之间的第五开关、耦合在第一接口和共享线之间的第六开关以及耦合在第一接口和第二初级绕组的第二端之间的第七开关。在另一实施例中，多个开关还包括耦合在第一初级绕组的第一端和dc源之间的第八开关、耦合在共享线和dc源之间的第九开关以及耦合在第二初级绕组的第二端和dc源之间的第十开关。

根据另一个实施例，控制器还被配置为在第一操作模式中操作第二双向转换器以用由通过第四开关的电流产生的在第二次级绕组中的磁通量抑制由通过第三开关的电流产生的在第二次级绕组中的磁通量。在一个实施例中，控制器还被配置为在第二操作模式中操作第一双向转换器以用由通过第二开关的电流产生的在第一次级绕组中的磁通量抑制由通过第一开关的电流产生的在第一次级绕组中的磁通量。

根据一个实施例，第一接口还被配置为耦合到ac源并从ac源接收输入ac功率，并且控制器还被配置为与第二双向转换器和输入桥结合来操作第一双向转换器，以向第一接口提供从输入ac功率得到的dc功率。

根据本发明的另一方面目的在于一种用于操作dc-ac逆变器的方法，该dc-ac逆变器包括被配置为耦合到dc源的第一接口、耦合到第一接口的输入桥、耦合到输入桥的逆变器部分以及配置成耦合到负载的第二接口，该逆变器部分包括耦合到输入桥的第一双向转换器、耦合到输入桥的第二双向转换器以及耦合到第一双向转换器和第二双向转换器的输出滤波器，该方法包括：利用输入桥经由第一接口将dc功率从dc源汲取到逆变器部分；在第一操作模式中与输出滤波器结合使用第一双向转换器来在第二接口处产生输出电压波形的正半周期；以及在第二操作模式中与输出滤波器结合使用第二双向转换器来在第二接口处产生输出电压波形的负半周期。

根据一个实施例，第一双向转换器包括第一变压器、第一开关和第二开关，第一变压器包括第一初级绕组和第一次级绕组，第一次级绕组包括经由第一部分耦合到第一中心抽头的第一端和经由第二部分耦合到第一中心抽头的第二端，第一开关耦合在第一次级绕组的第一端和第二接口之间，以及第二开关耦合在第一次级绕组的第二端和第二接口之间，其中输入桥包括耦合到第一接口、第一变压器和第二变压器的多个开关，以及其中在第一操作模式中与输出滤波器结合使用第一双向转换器来产生输出电压波形的正半周期包括操作第一开关、第二开关和多个开关以在第二接口处产生输出电压波形的正半周期。

根据另一实施例，第二双向转换器包括第二变压器、第三开关和第四开关，第二变压器包括第二初级绕组和第二次级绕组，第二次级绕组包括经由第一部分耦合到第二中心抽头的第一端和经由第二部分耦合到第二中心抽头的第二端，第三开关耦合在第二次级绕组的第一端和中性线之间，以及第四开关耦合在第二次级绕组的第二端和中性线之间，其中在第二操作模式中与输出滤波器结合使用第二双向转换器来产生输出电压波形的负半周期包括操作第三开关、第四开关和多个开关以在第二接口处产生输出电压波形的负半周期。

根据一个实施例，该方法还包括在第一操作模式中操作第二双向转换器以用由通过第四开关的电流产生的在第二次级绕组中的磁通量抑制由通过第三开关的电流产生的在第二次级绕组中的磁通量。在一个实施例中，该方法还包括在第二操作模式中操作第一双向转换器以用由通过第二开关的电流产生的在第一次级绕组中的磁通量抑制由通过第一开关的电流产生的在第一次级绕组中的磁通量。

根据另一实施例，第一接口还被配置为耦合到ac源，并且该方法还包括从ac源接收输入ac功率，并且与第二双向转换器和输入桥结合来操作第一双向转换器，以将从输入ac功率得到的dc功率提供给第一接口以对dc源充电。

根据本发明的至少一个方面目的在于一种dc-ac双向转换器，其包括：第一接口，其被配置为耦合到dc源；输入桥，其耦合到第一接口；第二接口，其被配置为耦合到负载；以及用于使用并联耦合到输入桥的对称dc-dc转换路径且在不使用中间能量存储部分的情况下在第二接口处将来自dc源的dc功率转换成输出ac正弦波的装置。

根据一个实施例，dc-dc双向转换器还包括用于共享在对称dc-dc转换路径和输入桥之间的连接的装置。在一个实施例中，第二接口还被配置为耦合到ac源，并且dc-dc双向转换器还包括用于使用并联耦合到输入桥的对称dc-dc转换路径并且在不使用中间能量存储部分的情况下将来自ac源的ac功率转换成dc功率以对dc源充电的装置。

附图说明

图1是传统dc-ac转换器的一个例子的电路图；

图2是传统dc-ac转换器的另一个例子的电路图；

图3是根据本发明的方面的dc-ac转换器的一个实施例的电路图；

图4是示出根据本发明的方面的dc-ac转换器的一个实施例的操作的电路图；

图5是示出根据本发明的方面的dc-ac转换器的一个实施例的操作的曲线图。

图6是示出根据本发明的方面的在有功功率模式的第一充电状态中的dc-ac转换器的一个实施例的操作的电路图；

图7是示出根据本发明的方面的在有功功率模式的第一续流开始(freewheeling-start)状态中的dc-ac转换器的一个实施例的操作的电路图；

图8是示出根据本发明的方面的在有功功率模式的第一续流状态中的dc-ac转换器的一个实施例的操作的电路图；

图9是示出根据本发明的方面的在有功功率模式的第一续流结束状态中的dc-ac转换器的一个实施例的操作的电路图；

图10是示出根据本发明的方面的在有功功率模式的第二充电状态中的dc-ac转换器的一个实施例的操作的电路图；

图11是示出根据本发明的方面的在有功功率模式的第二续流开始状态中的dc-ac转换器的一个实施例的操作的电路图；

图12是示出根据本发明的方面的在有功功率模式的第二续流状态中的dc-ac转换器的一个实施例的操作的电路图；

图13是示出根据本发明的方面的在有功功率模式的第二续流结束状态中的dc-ac转换器的一个实施例的操作的电路图；

图14是示出根据本发明的方面的在无功功率模式的第一充电状态中的dc-ac转换器的一个实施例的操作的电路图；

图15是示出根据本发明的方面的在无功功率模式的第一续流开始状态中的dc-ac转换器的一个实施例的操作的电路图；

图16是示出根据本发明的方面的在无功功率模式的第一续流状态中的dc-ac转换器的一个实施例的操作的电路图；

图17是示出根据本发明的方面的在无功功率模式的第一续流结束状态中的dc-ac转换器的一个实施例的操作的电路图；

图18是示出根据本发明的方面的在无功功率模式的第二充电状态中的dc-ac转换器的一个实施例的操作的电路图；

图19是示出根据本发明的方面的在无功功率模式的第二续流开始状态中的dc-ac转换器的一个实施例的操作的电路图；

图20是示出根据本发明的方面的在无功功率模式的第二续流状态中的dc-ac转换器的一个实施例的操作的电路图；

图21是示出根据本发明的方面的在无功功率模式的第二续流结束状态中的dc-ac转换器的一个实施例的操作的电路图；

图22是示出根据本发明的方面的dc-ac转换器的一个实施例的操作的曲线图。

图23是示出根据本发明的方面的在充电模式的第一电感器充电状态中的dc-ac转换器的一个实施例的操作的电路图；

图24是示出根据本发明的方面的在充电模式的第一能量转移状态中的dc-ac转换器的一个实施例的操作的电路图；

图25是示出根据本发明的方面的在充电模式的第一能量转移状态中的dc-ac转换器的一个实施例的操作的电路图；

图26是示出根据本发明的方面的在充电模式的第二电感器充电状态中的dc-ac转换器的一个实施例的操作的电路图；

图27是示出根据本发明的方面的在充电模式的第二能量转移状态中的dc-ac转换器的一个实施例的操作的电路图；

图28是示出根据本发明的方面的在充电模式的第二能量转移状态中的dc-ac转换器的一个实施例的操作的电路图；

图29是示出根据本发明的方面的dc-ac转换器的一个实施例的操作的曲线图；以及

图30为在其上可实施本发明的各个实施例的系统的框图。

发明详述

本文所讨论的方法和系统的示例并不将其应用限于下面描述中阐述的或者在附图中示出的部件的结构和布置的细节。方法和系统能够在其他实施例中实施，并且能够以各种方式实践或执行。本文提供的特定实现方式的示例仅用于说明性目的而并不旨在限制。具体来说，结合任何一个或更多个示例论述的动作、部件、元件以及特征不旨在排除任何其他的示例中的类似作用。

另外，本文所用的措辞和术语是出于描述的目的，而不应视为具有限制性。对于本文中以单数提及的系统和方法的示例、实施例、部件、元件或者动作的任何引用也可以包含包括复数的实施例，并且对于本文的任何实施例、部件、元件或者动作复数形式的任何提及也可以包含仅包括单数的实施例。单数形式或者复数形式的引用并不旨在限制目前公开的系统或者方法、它们的部件、动作或者元件。本文使用“包括(including)”、“包括(comprising)”、“具有”、“含有”和“涉及”及其变型意在包括其后列举的项目和其等价物以及额外的项目。“或”的引用可解释为包括性的，使得使用“或”所描述的任何术语可以指示所描述的术语的单个、多于一个以及全部中的任何一种。另外，在本文和通过引用并入的文献之间用法不一致的情况下，在并入的特征中的术语用法作为对本文中的术语用法的补充；对于对立的区别，以本文中的术语用法为准。

如上所述，ups通常包括转换器(例如逆变器)，其被配置为将来自dc源(例如dc总线、pfc整流器、电池等)的dc功率转换成提供给负载的ac功率。传统的dc-ac转换器通常使用两个串联的功率转换器来构成。例如，传统dc-ac转换器的前端可以包括dc-dc转换器，随后是全桥、半桥或多电平逆变器。这种遗留方法可能遭受低的总效率和/或需要位于两个功率级之间的能量存储设备。

图1中示出了传统dc-ac转换器100的一个实施例。如图1所示，转换器100的dc输入被多个开关转换成高频方波脉冲，并且高频方波脉冲使用矩阵转换器被斩波以产生输出正弦波。存在对图1所示的逆变器的两个共同的限制。第一，矩阵转换器的次级开关在高频下操作，且损耗可能相对高。第二，脉宽调制(pwm)开关控制通常需要是非常准确的。

在图2中示出了dc-ac转换器200的另一实施例，其中全桥双向dc-dc转换器首先用于产生全波整流正弦波，且然后极性反转桥用于将整流正弦波转换成输出正弦波。然而，通常不能使用图2的转换器来产生适当的正弦波(即，具有零交叉的正弦波)，因为图2的dc-dc转换器是仅能够产生正电压的两象限转换器。

在本文描述了dc-ac双向转换器，其当与传统dc-ac转换器相比时可以提供多种优点，例如单级功率转换、更高的效率、双向功率流和/或中间能量存储设备的消除。这些优点可以导致具更高的可靠性、更高的效率和/或更低成本的dc-ac转换器。下面参考图3讨论根据一个实施例的dc-ac转换器的拓扑。

图3是根据本文所述的方面的dc-ac转换器300的一个实施例的电路图。dc-ac转换器300包括输入dc-dc桥302、逆变器部分303和接口307、350以提供输入/输出能力。

输入dc-dc桥302包括具有第一开关(q1)308、第二开关(q2)310、第三开关(q3)312、第四开关(q4)314、第五开关(q5)316和第六开关(q6)318的多个开关。根据一个实施例，dc-dc桥302的开关是绝缘栅双极晶体管(igbt)。在这样的实施例中(例如，如图3所示)，第一开关(q1)308、第二开关(q2)316和第三开关(q3)312的集电极被配置为经由接口350耦合到dc源301，第一开关(q1)308的发射极耦合到第四开关(q4)314的集电极，第二开关(q2)310的发射极耦合到第五开关(q5)316的集电极，以及第三开关(q3)312的发射极耦合到第六开关(q6)318的集电极。根据至少一个实施例，在dc-dc桥302中的每个开关包括耦合在其发射极和集电极之间的二极管。在一个实施例中，dc源301是电池；然而，在至少一个实施例中，dc源301是耦合到ups的pfc整流器的dc总线。如图3所示，dc-dc桥302的开关是igbt；然而，在其他实施例中，dc-dc桥302的开关可以是不同类型的开关和/或晶体管(例如场效应晶体管(fet)或金属氧化物半导体场效应晶体管(mosfet))。

逆变器部分303包括正侧双向dc-dc转换器304、负侧双向dc-dc转换器306和输出滤波器305。正侧双向dc-dc转换器304包括第一变压器(tx1)320、第七开关(q7)322和第八开关(q8)324。第一变压器(tx1)320包括初级绕组321和次级绕组323。负侧双向dc-dc转换器306包括第二变压器(tx2)326、第九开关(q9)328和第十开关(q10)330。第二变压器(tx2)326包括初级绕组327和次级绕组329。输出滤波器305包括电感器(lout)332和电容器(cout)334。

根据一个实施例，逆变器部分303的开关是igbt。在这样的实施例中(例如，如图3所示)，第七开关(q7)322的发射极耦合到次级绕组323的第一端353，第七开关(q7)322的集电极耦合到接口307，第八开关(q8)324的发射极耦合到次级绕组323的第二端355，第八开关(q8)324的集电极耦合到接口307，第九开关(q9)328的发射极耦合到次级绕组329的第一端357，第九开关(q9)328的集电极耦合到中性线335，第十开关(q10)330的发射极耦合到次级绕组329的第二端359，第十开关(q10)330的集电极耦合到中性线335。根据至少一个实施例，在逆变器部分303中的每个开关包括耦合在其发射极和集电极之间的二极管。在其他实施例中，逆变器部分303的开关可以是不同类型的开关和/或晶体管(例如场效应晶体管(fet)或金属氧化物半导体场效应晶体管(mosfet))。

如图3所示，初级绕组321的第一端361耦合到第一开关(q1)308的发射极，以及初级绕组321的第二端363经由共享线336耦合到第二开关(q2)310的发射极。初级绕组327的第一端365经由共享线336耦合到第二开关(q2)310的发射极，以及初级绕组321的第二端367耦合到第三开关(q3)312的发射极。电感器332耦合在次级绕组323的中心抽头338和次级绕组329的中心抽头340之间。电容器334耦合在接口307和中性线335之间。输出端被配置成耦合至负载342。控制器344耦合到dc-ac转换器300中的每个开关的栅极，并且被配置为经由脉冲信号控制每个开关的操作。

当与上面在图1-2中所示的传统dc-ac转换器相比时，图3所示的dc/dc桥302包括额外的共享线336。当控制器344操作dc/dc桥302以从dc电源301汲取电力时，从dc电源301汲取的电流是与ac叠加的dc(与在传统dc/dc桥中的纯dc相反)。来自dc/dc桥302的dc功率被提供给两个dc-dc转换器304、306，并且每个转换器304、306处理所接收的功率的一半。更特别地，响应于从dc/dc桥302接收到dc功率，正侧转换器304由控制器344操作以产生正电压，而负侧转换器306操作来产生负电压。两个转换器都结合输出滤波器305在输出正弦波的相应半周期上和零交叉附近操作，以在接口307处产生适当的输出正弦波(具有适当的零交叉)。

在图4中示出了dc-ac转换器300的一个工作原理。如图4所示，当dc-ac转换器300操作来在接口307处产生正弦波的正半部分时，控制器344操作dc-ac转换器300以关断dc-dc桥302的一个支线(例如，包括第三开关(q3)312和第六开关(q6)318的支线)，并且接通(即，闭合)第九开关(q9)328和第十开关(q10)330。在这种配置中，电流经由负侧转换器306返回到正侧转换器304，如图4所示。电流从中性线335通过第九开关(q9)328、第十开关(q10)330和次级绕组329，并通过电感器(lout)332返回到第一变压器(tx1)320的中心抽头338。当负载电流极性在正半周期期间为负时，返回电流通过第九开关(q9)328和第十开关(q10)330的二极管(d9，d10)、次级绕组329和电感器(lout)332。

通过第二变压器(tx2)326的次级绕组329返回的负载电流不产生任何磁通量，因为由次级绕组329的每一半产生的磁通量相互抵消。更特别地，在次级绕组329中的由通过第九开关(q9)328、第九开关(q9)328的二极管(d9)和次级绕组329的电流产生的磁通量被在次级绕组329中的通过第十开关(q10)330、第十开关(q10)330的二极管(d10)和次级绕组329的电流产生的磁通量抑制。作为结果，在初级绕组327两端没有产生电压。此外，当第三开关(q3)312和第六开关(q6)318断开(即关断)时，初级绕组327断开。这将使耦合到次级绕组329的中心抽头340的电感器(lout)332的端子实际上连接到电容器(cout)334的负侧(即，电容器334耦合到次级绕组329的一侧)。因此，在这种操作中，dc-ac转换器300使用第一开关(q1)308、第二开关(q2)310、第四开关(q4)314、第五开关(q5)316、第七开关(q7)322和第八开关(q8)324作为双向dc-dc转换器来操作。

当dc-ac转换器300操作来在接口307处产生正弦波的负半部分时，控制器344操作dc-ac转换器300以断开dc-dc桥302的一个支线(例如，包括第一开关(q1)308和第四开关(q4)314的支线)，并且接通第七开关(q7)322和第八开关(q8)324。在该配置中，电流通过正侧转换器304返回到负侧转换器306。电流通过第七开关(q7)322、第八开关(q8)324和次级绕组323，并经由电感器(lout)332返回到第二变压器(tx2)326的中心抽头340。当负载电流极性在负半周期期间为正时，返回电流通过第七开关(q7)322、第八开关(q8)324的二极管(d7、d8)、次级绕组323和电感器(lout)332。

通过第一变压器(tx1)320的次级绕组323返回的负载电流不产生任何磁通量，因为由次级绕组323的每一半产生的磁通量相互抵消。更特别地，在次级绕组323中的由通过第七开关(q7)322、第七开关(q7)322的二极管(d7)和次级绕组323的电流产生的磁通量被在次级绕组323中的由通过第八开关(q8)324、第八开关(q8)324的二极管(d8)和次级绕组323的电流产生的磁通量抑制。作为结果，在初级绕组321两端没有产生电压。另外，当第一开关(q1)308和第四开关(q4)314断开时，初级绕组321断开。这将使耦合到次级绕组323的中心抽头338的电感器(lout)332的端子实际上连接到电容器(cout)334的正侧(即，电容器334耦合到次级绕组323的一侧)。因此，在这种操作中，dc-ac转换器300使用第二开关(q2)310、第三开关(q3)312、第五开关(q5)316、第六开关(q6)318、第九开关(q9)328和第十开关(q10)330作为双向dc-dc转换器来操作。

因为提供给接口307的波形是正弦波，控制器344向转换器300提供基于正弦脉宽调制(pwm)的信号。在输出波形的零交叉附近，正侧双向dc-dc转换器304和负侧双向dc-dc转换器306都由控制器344操作，以在输出端处产生实质上不失真的正弦波。在图5中示出了电感器(lout)332的极电压502(即，第一变压器320的中心抽头338相对于中性线335的电压)和在转换器300的接口307处的正弦波504的基本图示500。关于图6-13在下面讨论dc-ac转换器300的操作的额外细节。

根据至少一个实施例，双向dc-ac转换器300作为dc-ac逆变器由控制器344操作，以向负载342提供有功输出ac功率。在图6-13中示出了在这样的有功功率操作模式中的转换器300的操作。图6是转换器300的示意图，其示出了转换器300在正半周期内在有功功率模式的第一充电状态期间的操作。如图6所示，在第一充电状态中，第一开关(q1)308和第五开关(q5)316闭合，以从dc源301将正电压施加在第一变压器(tx1)320的初级绕组321的两端。当正电压施加在初级绕组321两端时，能量通过次级绕组323的第一部分602和第七开关(q7)322的二极管(d7)从初级绕组321转移到电感器332。在该第一充电状态期间，第七开关(q7)322接通，以及第八开关(q8)324断开。如上所述，在正半线周期内在第一充电状态中，第九开关(q9)328和第十开关(q10)闭合，并且在次级绕组329中的磁通量被抵消。

在有功功率模式的第一充电状态之后，双向dc-ac转换器300由控制器344在第一续流开始状态中操作。如图7所示，在第一续流开始状态中，第一开关(q1)308和第五开关(q5)316断开，并且电感器电流续流通过次级绕组323的第一部分602和第二部分604、第七开关(q7)322的二极管(d7)和第八开关(q8)324的二极管(d8)。在该第一续流开始状态期间，第七开关(q7)322接通，以及第八开关(q8)324断开。如上所述，在正半线周期内在第一续流开始状态中，第九开关(q9)328和第十开关(q10)闭合，且次级绕组329中的磁通量被抵消。

在有功功率模式的第一续流开始状态之后，双向dc-ac转换器300由控制器344在第一续流状态中操作。如图8所示，在第一续流状态中，第一开关(q1)308和第五开关(q5)316断开，电感器电流继续续流通过次级绕组的第一部分602和第二部分604、第七开关(q7)322的二极管(d7)和第八开关(q8)324的二极管(d8)，并且第八开关(q8)324接通。第八开关(q8)324在死区周期之后接通，并且仅当通过开关324的电流802为负时(例如，响应于电感性负载)才传导电流。在该第一续流状态期间，第七开关(q7)322接通。如上所述，在正半线周期内在第一续流状态中，第九开关(q9)328和第十开关(q10)闭合，且次级绕组329中的磁通量被抵消。

在有功功率模式的第一续流状态之后，双向dc-ac转换器300由控制器344在第一续流结束状态中操作。如图9所示，在第一续流结束状态中，第七开关(q7)322断开，以使第二开关(q2)310和第四开关(q4)314能够在下一状态中(即，在死区之后)接通，且续流结束。如上所述，在正半线周期内在第一续流结束状态中，第九开关(q9)328和第十开关(q10)闭合，且次级绕组329中的磁通量被抵消。

在有功功率模式的第一续流结束状态之后，双向dc-ac转换器300由控制器344在第二充电状态中操作。如图10所示，在第二充电状态中，第二开关(q2)310和第四开关(q4)314闭合，以从dc源301将负电压施加在第一变压器(tx1)320的初级绕组321两端。负电压施加在初级绕组321两端，以补偿先前在第一充电状态中施加到初级绕组321的正电压。当负电压施加在初级绕组321两端时，能量通过次级绕组323的第二部分604和第八开关(q7)322的二极管(d8)转移到电感器332。在该第二充电状态期间，第七开关(q7)322断开，且第八开关(q8)324接通。如上所述，在正半线周期内在充电状态中，第九开关(q9)328和第十开关(q10)闭合，且次级绕组329中的磁通量被抵消。

在有功功率模式的第二充电状态之后，双向dc-ac转换器300由控制器344在第二续流开始状态中操作。如图11所示，在第二续流开始状态中，第二开关(q2)310和第四开关(q4)314断开，且电感器电流续流通过次级绕组323的第一部分602和第二部分604、第七开关(q7)322的二极管(d7)和第八开关(q8)324的二极管(d8)。在该第二续流开始状态期间，第七开关(q7)322断开，且第八开关(q8)324接通。如上所述，在正半线周期内在第二续流开始状态中，第九开关(q9)328和第十开关(q10)闭合，且次级绕组329中的磁通量被抵消。

在有功功率模式的第二续流开始状态之后，双向dc-ac转换器300由控制器344在第二续流状态中操作。如图12所示，在第二续流状态中，第二开关(q2)310和第四开关(q4)314断开，电感器电流继续续流通过次级绕组的第一部分602和第二部分604、第七开关(q7)322的二极管(d7)和第八开关(q8)324的二极管(d8)，并且第八开关(q8)324接通。第七开关(q7)322在死区周期之后接通，并且仅当通过开关322的电流1202为负时(例如，响应于电感性负载)才传导电流。在该第二续流状态期间，第八开关(q8)324接通。如上所述，在正半线周期内在第二续流状态中，第九开关(q9)328和第十开关(q10)闭合，且次级绕组329中的磁通量被抵消。

在有功功率模式的第二续流状态之后，双向dc-ac转换器300由控制器344在第二续流结束状态中操作。如图13所示，在第二续流结束状态中，第八开关(q8)324断开，以使第一开关(q1)308和第五开关(q5)316能够在下一状态中(即，在死区之后)接通，并且续流结束。如上所述，在正半线周期内在第二续流结束状态中，第九开关(q9)328和第十开关(q10)闭合，且次级绕组329中的磁通量被抵消。在第二续流结束状态之后，双向dc-ac转换器300再次由控制器344在第一充电状态中操作，例如，如图6所示。上面讨论了转换器300在正半周期内在有功功率模式中的操作；然而，转换器300在负半周期内在有功功率模式中的操作将是实质上相同的，除了转换器300中的开关的操作将是对称的之外。

根据至少一个实施例，双向dc-ac转换器300还可以作为dc-ac逆变器由控制器344操作，以处理由于耦合到接口307的无功负载而产生的无功功率。在图14-21中示出了在这样的无功功率操作模式中的转换器300的操作。图14是转换器300的示意图，其示出了转换器300在正半周期内在无功功率模式的第一充电状态期间的操作。如图14所示，在第一充电状态中，第一开关(q1)308、第五开关(q5)316和第七开关(q7)322接通(即闭合)。因为负载电流是负的(由于无功负载)，负载电流被反馈到电源301，如图14所示。此外在第一充电状态中，第九开关(q9)328和第十开关(q10)闭合，且第八开关(q8)324断开。

在无功功率模式的第一充电状态之后，控制器344在第一续流开始状态中操作转换器300。如图15所示，在无功功率模式的第一续流开始状态中，第一开关(q1)308和第五开关(q5)316被控制器344断开(即关断)，并且第八开关(q8)324保持关断(即断开)。因此，在第一续流开始状态中，在第八开关(q8)和第一开关(q1)308/第五开关(q5)316之间存在死区，并且因为负载电流是负的(由于无功负载)，在第八开关(q8)324中不出现续流。此外在第一续流开始状态中，第九开关(q9)328和第十开关(q10)闭合。

在无功功率模式的第一续流开始状态之后，控制器344在第一续流状态中操作转换器300。如图16所示，在无功功率模式的第一续流状态中，第八开关(q8)324接通，且电感器电流续流通过第七开关(q7)322、第八开关(q8)324和第一变压器(tx1)323的次级绕组323。在无功功率模式的第一续流状态之后，控制器344在第一续流结束状态中操作转换器300。如图17所示，在无功功率模式的第一续流结束状态中，第七开关(q7)322断开(在第七开关(q7)322和第二开关(q2)310/第四开关(q4)314之间产生死区)，并且电流返回到源301。

在无功功率模式的第一续流结束状态之后，控制器344在无功功率模式的第二充电状态中操作转换器300。如图18所示，在无功功率模式的第二充电状态中，第二开关(q2)310、第四开关(q4)314和第八开关(q8)324接通(即闭合)。因为负载电流是负的(由于无功负载)，负载电流被反馈到电源301，如图18所示(类似地如图17所示)。此外在第二充电状态中，第九开关(q9)328和第十开关(q10)闭合，且第七开关(q7)322断开。

在无功功率模式的第二充电状态之后，控制器344在第二续流开始状态中操作转换器300。如图19所示，在无功功率模式的第二续流开始状态中，第二开关(q2)310和第四开关(q4)314被控制器344断开(即关断)，并且第七开关(q7)322保持关断(即断开)。因此，在无功功率模式的第二续流开始状态中，死区存在于第七开关(q7)322和第二开关(q2)310/第四开关(q4)314之间，负载电流被反馈到电源301，如图19所示(类似地如图18所示)，并且因为负载电流是负的(由于无功负载)，在第七开关(q7)322中没有续流出现。此外在第二续流开始状态中，第九开关(q9)328和第十开关(q10)闭合。

在无功功率模式的第二续流开始状态之后，控制器344在第二续流状态中操作转换器300。如图20所示，在无功功率模式的第二续流状态中，第七开关(q7)322接通，且电感器电流续流通过第七开关(q7)322、第八开关(q8)324和第一变压器(tx1)323的次级绕组323。在无功功率模式的第二续流状态之后，控制器344在第二续流结束状态中操作转换器300。如图21所示，在无功功率模式的第二续流结束状态中，第八开关(q8)324断开(在第八开关(q8)324和第一开关(q1)308/第五开关(q5)316之间产生死区)，并且电流返回到源301。上面讨论了转换器300在正半周期内在无功功率模式中的操作；然而，转换器300在负半周期内在无功功率模式中的操作将是实质上相同的，除了转换器300中的开关的操作将是对称的之外。

根据至少一个实施例，控制器344操作转换器300以平衡在第一(tx1)变压器320和第二(tx2)变压器326中的磁通量，同时作为高频隔离转换器来操作。更特别地，控制器344操作dc-dc桥302，使得在每个变压器320、326的初级绕组321、327两端的电压像全桥dc-dc转换器一样交替。然而，控制器344进一步操作dc-dc桥302，使得提供给初级绕组321、327的每个脉冲逐渐增加到峰值(即从零开始的正弦波的峰值)，且然后逐渐减小回到零(即，在正弦pwm的模式中)。例如，图22是示出被提供给变压器的初级绕组的脉冲2202(以正弦pwm)相对于变压器中的磁通量2204的曲线图。如图22所示，每个脉冲2202将变压器中的磁通量2204从前一个脉冲增加到更高的水平，但是在相反的方向上，一直到正弦波的峰值。最大磁通量积累出现在正弦波的峰值处，其等于在初级绕组两端的电压乘以脉冲2202的占空比。转换器300的这种操作对应于作为纯隔离全桥dc-dc转换器的操作。

根据至少一个实施例，双向dc-ac转换器300还可以作为升压转换器由控制器344在充电模式中操作，以从所接收的ac功率对dc源301充电。在图23-30中示出了在这样的充电操作模式中的转换器300的操作。图23是转换器300的示意图，其示出了转换器300在正半周期内在充电模式的第一电感器充电状态期间的操作。如图23所示，在充电模式的第一电感器充电状态中，第七开关(q7)322、第八开关(q8)324、第九开关(q9)328和第十开关(q10)闭合。如图23所示，当ac电压源2300耦合到接口307时，源2300向接口307提供输入电压(vin)，在每个变压器320、326两端的电压为零，且在电感器(lout)332两端的电压与输入电压(vin)相同，并且能量存储在电感器332中。

在充电模式的第一电感器充电状态之后，控制器344在第一能量转移状态中操作转换器300。如图24所示，在第一能量转移状态中，第八开关(q8)324断开。一旦第八开关(q8)324在第一能量转移状态中断开，先前存储在电感器332中的能量就经由第一变压器(tx1)320、第一开关(q1)308的二极管d1和第五开关(q5)316的二极管d5转移到dc源301。在这种状态中，在第一变压器(tx1)的次级绕组321两端的电压是正输入电压(vin)。根据如图25所示的一个实施例，在死区周期之后的第一能量转移状态中，由于在有功或无功功率模式中的公共栅极驱动逻辑，第一开关(q1)308和第五开关(q5)316被接通(即闭合)。在第一开关(q1)308和第五开关(q5)316接通之后，在电感器332和dc源301之间的能量转移可以继续。在这样的实施例中，第一开关(q1)308和第五开关(q5)316在第一能量转移状态结束之前(即，在第八开关(q8)324再次接通之前)断开(例如，如图24所示)。

在第一能量转移状态之后，控制器344在正半周期内在充电模式的第二电感器充电状态中操作转换器300。如图26所示，在第二电感器充电状态中，第八开关(q8)324接通(例如，在如上所讨论的第一开关(q1)308和第五开关(q5)316断开之后)，并且电感器电流再次上升，导致在变压器320、326两端的零电压和在电感器332两端的输入电压(vin)。

在充电模式的第二电感器充电状态之后，控制器344在第二能量转移状态中操作转换器300。如图27所示，在第二能量转移状态中，第七开关(q7)322断开。一旦第七开关(q7)322在第二能量转移状态中断开，先前存储在电感器332中的能量就经由第一变压器(tx1)320、第二开关(q2)310的二极管d2和第四开关(q4)314的二极管d4转移到dc源301。在这种状态中，在第一变压器(tx1)的次级绕组321两端的电压是负输入电压(-vin)(即，以补偿在第一能量转移状态期间产生的正输入电压)。根据如图28所示的一个实施例，在死区周期之后的第二能量转移状态中，由于在有功功率或无功功率模式中的公共栅极驱动逻辑，第二开关(q2)310和第四开关(q4)314接通(即闭合)。在第二开关(q2)310和第四开关(q4)314接通之后，在电感器332和dc源301之间的能量转移可以继续。在这样的实施例中，第二开关(q2)310和第四开关(q4)314在第二能量转移状态结束之前(即，在第七开关(q7)322再次接通之前)断开(例如，如图27所示)。

在第二能量转移状态之后，第七开关(q7)322接通，并且在正半周期内充电模式的状态重复。上面讨论了转换器300在正半周期内在充电模式中的操作；然而，转换器300在负半周期内在充电模式中的操作将是实质上相同的，除了转换器300中的开关的操作将是对称的之外。

在图29所示的曲线图2900中示出了转换器300在正半周期内的一个示例切换模式。在正半周期内，控制器344操作第一开关(q1)308、第二开关(q2)310、第四开关(q4)314、第五开关(q5)316、第七开关(q7)322和第八开关(q8)324以如上所述操作，第三开关(q3)312和第六开关(q6)318保持断开，且第九开关(q9)328和第十开关(q10)330保持接通。曲线图2900还示出了在正半周期内通过转换器300的开关308、316、310、314、322、324和电感器332的电流。

当与传统的dc-ac转换器(例如，如图1-2所示)相比时，上述dc-ac双向转换器可以更便宜、更有效，并且不需要电解电容器的使用。更特别地，上述dc-ac双向转换器不包括中间能量存储部分(例如，如在包括电感器、开关和大容量电容器的图2的传统dc-ac转换器中所示的)。一般中间能量存储部分的总成本可能相对高，并且这种中间能量存储部分可能增加转换器的功率损耗。另外，通过以相对高的速率切换电感器332，可以进一步减小电感器332的尺寸、成本和损耗。

图30示出形成可被配置成实施本文公开的一个或更多个方面的系统3000的计算部件的示例框图。例如，系统3000可被通信地耦合到控制器344或被包括在控制器344内。系统3000还可以被配置为如上面所讨论的操作双向转换器。

系统3000可包括例如计算平台，如基于英特尔奔腾类型的处理器、摩托罗拉的powerpc、sun的ultrasparc、德州仪器dsp、惠普pa-risc处理器或任何其他类型的处理器的那些计算平台。系统3000可包括专门编程的专用硬件，例如专用集成电路(asic)。可以将本公开的各个方面实施为在系统3000(诸如，在图30中显示的系统)上执行的专用软件。

系统3000可以包括连接到如磁盘驱动器、存储器、闪存或用于存储数据的其他设备的一个或更多个存储器设备3010的处理器/asic3006。存储器3010可以在系统3000的操作期间用于存储程序和数据。计算机系统3000的部件可以由互连机构3008耦合，该互连机构可包括一个或更多个总线(例如，集成于同一机器内的部件之间)和/或网络(例如，存在于分立机器上的部件之间)。互连机构3008实现了在系统3000的部件之间进行交换通信(例如，数据、指令)。系统3000也包括一个或更多个输入设备3004，其可包括例如键盘或触摸屏。系统3000包括一个或更多个输出设备3002，其可包括例如显示器。此外，计算机系统3000可包含可将计算机系统3000连接至通信网络(除互连机构3008之外或作为互连机构的替代)的一个或更多个接口(未示出)。

系统3000可包括储存系统3012，其可包括计算机可读和/或可写的非易失性介质，其中信号可被存储以提供由处理器执行的程序或提供在介质上或在介质中存储的由程序处理的信息。介质可例如是磁盘或闪存存储器，并且在一些示例中可包括ram或其他非易失性存储器，如eeprom。在一些实施例中，处理器可使数据从非易失性介质被读取到允许相比于该介质而言处理器/asic更快地访问信息的另一个存储器3010中。这个存储器3010可以是易失性的随机存取存储器，例如动态随机存取存储器(dram)或静态存储器(sram)。它可位于储存系统3012中或存储器系统3010中。处理器3006可操纵集成电路存储器3010内的数据并且接着在完成处理之后将数据复制到储存器3012。已知用于管理在储存器3012和集成电路存储器元件3010之间数据移动的各种机构，并且本公开内容不限于此。本公开内容不限于特定的存储器系统3010或储存系统3012。

系统3000可以包括可使用高级计算机编程语言编程的计算机平台。系统3000也可使用专业编程的专用硬件(例如，asic)来实现。系统3000可包括处理器3006，其可以是市场上可买到的处理器，例如从英特尔公司可购得的公知的奔腾类处理器。许多其他处理器也是可用的。处理器3006可执行操作系统，其可以是例如从微软公司可购买的windows操作系统、从苹果电脑公司可购买的macos系统x、从sunmicrosystems可购买的solaris操作系统或者从各种来源可获得的unix和/或linux。可使用许多其他操作系统。

处理器和操作系统可共同形成计算机平台，可以用高级编程语言编写关于该计算机平台的应用程序。应当理解，本公开不限于特定的计算机系统平台、处理器、操作系统或网络。此外，对本领域的技术人员应当明显的是，本公开不限于特定的编程语言或计算机系统。此外，应该认识到，还可使用其他适合的编程语言和其他适合的计算机系统。

在这样描述了本发明的至少一个实施例的几个方面后，应认识到，本领域的技术人员将容易想到各种变更、修改和提高。这种变更、修改和提高被规定为是本公开的一部分，并且被规定为在本发明的精神和范围内。因此，前述描述和附图仅仅作为例子。