电感型开关电源转换器及其负载电流检测电路的制作方法

本实用新型涉及开关电源转换器电路的技术领域，具体涉及一种电感型开关电源转换器负载电流检测方法及电路，在降低负载电流检测电路复杂性的同时提高了负载电流检测的准确性。

背景技术：

开关电源转换器电路是电源电压转换器中最重要的类型之一，主要适用于电压变换的情形，DC/DC开关电源转换器的电路形式包括用电容实现的电荷泵电路，也包括用电感实现的降压型Buck开关电路、升压型Boost电路和负电压电路Buck-Boost电路。为了在开关电源转换器电路中对电流进行精确控制，需要对负载电流进行精确检测。

现有技术中，常用的负载电流检测方法之一是如附图2所示的技术方案，在电感的电流路径上串联一个检流电阻，通过运算放大器放大检流电阻上电压来实现负载电流检测，外置检流电阻的方案中，运算放大器需要时刻检测电阻两端的电压，对运算放大器的速度和精度要求极高。

在如附图2所示的技术方案中，假设电路端子V1是外部电源的输入端子，V2是开关电源转换器的电源输出端子，此时该开关电源转换器是Buck型电路为基础的开关电源转换器。反之，若电路端子V1是开关电源转换器的电源输出端子，V2是外部电源的输入端子，此时该开关电源转换器是Boost型电路为基础的开关电源转换器。

当开关电源转换器工作在Buck型电路模式下，流过负载检测电阻 Rsen上的电流也流过电感，所以放大器可以通过检测负载检测电阻 Rsen上的电压，来间接检测到流过检流电阻Rsen和电感的电流。这种结构的电路需要串联一个负载检测电阻Rsen到电感，这种开关电源转换器的效率有所损失，需要额外的引脚检测电阻两端的电压，且高精度的检流电阻比较昂贵。

现有技术中，常用的负载电流检测方法之二是如附图3所示的通过功率管电流镜检测负载电流的技术方案，通过功率管电流镜检测负载电流的方法中，需要一个镜像管Q3，镜像管Q3和功率管Q1的比例是1： K。对于以Buck型电路为基础的开关电源转换器来说，流过功率管Q1 和功率管Q2的电流之和为负载电流。如果功率管Q1和功率管Q2都要检测，那么电路将非常复杂。Buck型开关电源转换器电路的电流虽然是连续的，如果两个功率管即开关管和续流管的电流都要检测，需要两套负载电流检测电路，检测成本比较高，实现起来复杂。

现有技术某些负载检测电路中，采用的是检测功率管Q1或功率管 Q2中任意一个功率管的峰值电流，并采用对该峰值电流采样保持作为一个开关周期的负载电流。如图4和5所示，很显然，根据功率管Q1 峰值电流采样保持的电流和真实的负载电流之间存在阴影部分的误差。当Buck型电路为基础的开关电源转换器工作在CCM模式下，其误差已经比较大，误差如图4中的阴影部分所示；当负载电流越来越小，甚至进入DCM模式后，如图5所示，其误差即阴影面积占整个图形的面积的比例更大，检测电路误差也越大。

综上所述，Buck型开关电源转换器电路中，若只采用检测其中一个功率管如开关管导通期间的峰值电流，并以此模拟计算续流管导通期间的电流，模拟的误差很大，并且还需要运算放大器在整个负载检测的周期内都具有很好的响应能力，以保证检流的准确性；若采用一般的运算放大器，上述方法的误差会更大。

通过镜像开关管的电流来检测负载电流的大小，在Boost型开关电源转换器电路中也有局限性；如附图6所示，图中的阴影部分为负载电流的误差，受制于运放有限带宽，在检测的开始时刻就会存在一个误差。在Boost型开关电源转换器电路中，由于负载电流是非连续的，因此要求运算放大器的响应快且精度高，采用普通的运算放大器检测的负载电流误差大。进一步地，在图3所示的技术方案中，如果续流管被二极管替代后，电流镜架构的电路将不能用于非同步整流的负载电流的检测。

名词解释：

Buck型开关电源转换器在本申请中的含义为采用Buck REGULATOR方式的降压DC/DC变换系统；其输入电压大于输出电压；

Boost型开关电源转换器在本申请中的含义为采用Boost REGULATOR方式的升压DC/DC变换系统；其输出电压大于输入电压；

Buck-Boost型开关电源转换器在本申请中的含义为采用 Buck-Boost REGULATOR方式的负压DC/DC变换系统；

PWM是英文Pulse Width Modulation的缩写，中文含义为脉冲宽度调制；脉宽宽度调制式(PWM)开关电源转换器是在控制电路输出频率不变的情况下，通过调整其占空比，从而达到稳定输出电压的目的；

PFM是英文Pulse Frequency Modulation的缩写，中文含义为脉冲频率调制；脉冲频率调制的(PFM)开关型稳压电路是“等宽调频”方式，即调整电路的斩波频率从而达到稳定输出电压的目的。

CCM是英文Continuous Conduction Mode的缩写，中文含义为连续导通模式，是指在Boost升压电路中功率管是交替连续导通使电感中的电流是连续变化的工作模式；

DCM：是英文Discontinuous Conduction Mode的缩写，中文含义为断续导通模式，是指在Boost升压电路中功率管是交替关闭其中一个，使电感中的电流是非连续变化的工作模式。

技术实现要素：

本实用新型要解决的技术问题在于避免上述现有技术方案的不足，而提出了一种电感型开关电源转换器的负载电流检测方法和电路，大大降低了对负载电流检测中运算放大器瞬态阶跃响应的要求，降低了负载电流检测电路的复杂性，也提高了负载电流检测的准确性。

本实用新型解决所述技术问题所采用的技术方案是一种电感型开关电源转换器负载电流检测电路，包括电感电流上升时段或下降时段中点检测电路和用于负载电流采样保持的采样保持电路；所述电感电流上升时段或下降时段中点检测电路，用于获取在第A个开关周期内电感电流上升时段或下降时段记为TA，还用于获取在第B个开关周期内电感电流上升时段或下降时段记为TB，B等于A+N；所述电感电流上升时段或下降时段中点检测电路，还用于获取第B个开关周期内的第一中点时刻TMB和第C个开关周期内的第二中点时刻TMC；所述第一中点时刻TMB为第B个开关周期内电感电流上升时段或下降时段的起点时刻起经过 0.5TA后的时刻；所述第二中点时刻TMC为第C个开关周期内电感电流上升时段或下降时段的起点时刻起经过0.5TB后的时刻；其中C等于 B+M；A、B、C、N和M都为大于等于1的自然数；所述电感电流上升时段或下降时段中点检测电路和所述采样保持电路电连接，所述电感电流上升时段或下降时段中点检测电路输出中点时刻信号至采样保持电路；所述中点时刻信号包括第一中点时刻TMB和第二中点时刻TMC信息；采样保持电路采样第一中点时刻TMB的负载电流，并将采样到的负载电流保持至更新时刻即第二中点时刻TMC；在第一中点时刻TMB至第二中点时刻TMC这段时间内，若开关电源转换器为Buck型开关电源转换器，则在电感电流上升和下降时间段都输出负载电流采样信号；若开关电源转换器为Boost型或Buck-Boost型开关电源转换器，则在电感电流下降的时间段输出负载电流采样信号。

所述的电感型开关电源转换器负载电流检测电路，还包括低通滤波器；所述低通滤波器和采样保持电路电连接；从采样保持电路输入至低通滤波器的负载电流采样信号经所述低通滤波器低通滤波后输出。

所述电感电流上升时段或下降时段中点检测电路包括第一中点检测开关、第二中点检测开关、第三中点检测开关、第四中点检测开关、第一中点检测电容、第二中点检测电容、中点检测运算放大器、两个同样大小的电流源即第一电流源和第二电流源，其中第一电流源用于注入电流，第二电流源用于输出电流；第一电流源的输出端子通过第一中点检测开关和中点检测运算放大器的反相输入端子电连接，第一电流源的输出端子还通过第二中点检测开关和中点检测运算放大器的同相输入端子电连接；第二电流源的输入端子通过第三中点检测开关和中点检测运算放大器的反相输入端子电连接，第二电流源的输入端子还通过第四中点检测开关和中点检测运算放大器的同相输入端子电连接；中点检测运算放大器的同相输入端子和第二中点检测电容的一端电连接，第二中点检测电容的另一端接地；中点检测运算放大器的反相输入端子和第一中点检测电容的一端电连接，第一中点检测电容的另一端接地；第一中点检测电容和第二中点检测电容的容值相同；第一中点检测开关和第四中点检测开关接受第一中点检测控制信号控制；当第一中点检测控制信号为高电平时，第一中点检测开关和第四中点检测开关都闭合，使开关两端接通；当第一中点检测控制信号为低电平时，第一中点检测开关和第四中点检测开关都打开，使开关两端断开连接；第二中点检测开关和第三中点检测开关接受第二中点检测控制信号控制；当第二中点检测控制信号为高电平时，第二中点检测开关和第三中点检测开关都闭合，使开关两端接通；当第二中点检测控制信号为低电平时，第二中点检测开关和第三中点检测开关都打开，使开关两端断开连接；第一中点检测控制信号或上第二中点检测控制信号等于电感型开关电源转换器的开关信号；当开关信号处于奇数个周期的时候，第一中点检测控制信号的高电平与开关信号的高电平相同；当开关信号处于偶数个周期的时候，第二中点检测控制信号的高电平与开关信号的高电平相同；中点检测运算放大器的输出端子输出第一中点时刻信号，该第一中点时刻信号传送至所述采样保持电路，控制采样电路的采样时刻。

所述电感电流上升时段或下降时段中点检测电路还包括D触发器和异或门；所述D触发器的时钟信号为外部输入的用于电感型开关电源转换器控制的开关信号；所述D触发器的第一输入端子和所述D触发器的第二输出端子电连接，所述D触发器的第一输出端子输出信号至异或门的一个输入端子；中点检测运算放大器的输出端子输出第一中点时刻信号至异或门的另一个输入端子，异或门的输出端子输出第二中点时刻信号，该第二中点时刻信号传送至所述采样保持电路，控制采样电路的采样时刻。

所述D触发器的第一输出端子输出信号至第一与门，与电感型开关电源转换器控制的开关信号进行与运算，输出第一中点检测控制信号；所述D触发器的第二输出端子输出信号至第二与门，与电感型开关电源转换器控制的开关信号进行与运算，输出第二中点检测控制信号。

所述采样保持电路包括第二采样保持开关、第二采样保持电容、第三采样保持开关、第三采样保持电容和采样保持运算放大器；第二采样保持开关的一端用于和外部的电感电流检测电路连接获取负载电流采样信号，第二采样保持开关的另一端同时和第二采样保持电容的一端以及第三采样保持开关的一端电连接，第二采样保持电容的另一端接地；第三采样保持开关的另一端同时和采样保持运算放大器的同相输入端子和第三采样保持电容的一端电连接，第三采样保持电容的另一端接地；采样保持运算放大器的反相输入端子和采样保持运算放大器的输出端子电连接；第二采样保持开关受控于第二中点时刻信号的非信号，当第二中点时刻信号的非信号为高电平时，第二采样保持开关闭合使开关两端接通，当第二中点时刻信号的非信号为低电平时，第二采样保持开关打开使开关两端断开连接；第三采样保持开关受控于第二中点时刻信号，当第二中点时刻信号为高电平时，第三采样保持开关闭合使开关两端接通，当第二中点时刻信号为低电平时，第三采样保持开关打开使开关两端断开连接。

所述的电感型开关电源转换器负载电流检测电路，还包括电感电流过零点检测电路，用于获得低通滤波开关控制信号。

所述低通滤波器和采样保持电路之间通过低通滤波开关电连接；所述低通滤波开关受控于从电感电流过零点检测电路输出的低通滤波开关控制信号；在电感电流为零时，低通滤波开关控制信号控制所述低通滤波开关打开，使开关两端断开连接，从而使得所述低通滤波器和采样保持电路之间断开连接，并且把低通滤波器的输入接地；在电感电流为非零时，低通滤波开关控制信号控制所述低通滤波开关闭合使开关两端接通，从而使所述低通滤波器和采样保持电路之间电连接。

所述的电感型开关电源转换器负载电流检测电路，还包括低通滤波输入下拉MOS管，用于在低通滤波器和采样保持电路之间断开连接后，拉低所述低通滤波器的输入，从而使得所述低通滤波器输入为零。

所述低通滤波器包括一级或多级低通滤波器。

所述低通滤波器为一级RC低通滤波器时，该一级RC低通滤波器包括低通滤波电阻和低通滤波电容；所述低通滤波电阻的一端和低通滤波开关的一端电连接，同时，该所述低通滤波电阻的一端和低通滤波输入下拉MOS管的源极电连接，低通滤波输入下拉MOS管的栅极接入低通滤波开关控制信号的非信号，低通滤波输入下拉MOS管的漏极接地；所述低通滤波电阻的另一端用作低通滤波器的输出端子，同时该所述低通滤波电阻的另一端还和低通滤波电容的一端电连接，低通滤波电容的另一端接地。

所述的电感型开关电源转换器负载电流检测电路，还包括用于采样获取负载电流的电感电流检测电路；所述电感电流检测电路和所述采样保持电路电连接；电感电流检测电路向采样保持电路输出负载电流信号。

本实用新型解决所述技术问题所采用的技术方案还可以是一种电感型开关电源转换器电路，包含上述任意一项所述的开关电源转换器负载电流检测电路。

所述电感型开关电源转换器电路还包括逻辑控制电路；所述逻辑控制电路用于产生电感型开关电源转换器时序控制的基础开关信号；所述逻辑控制电路根据基础开关信号产生用于控制两个功率开关管的第一控制信号GP和第二控制信号GN；第一控制信号GP为高电平时，其中一个功率管打开；第一控制信号GP为低电平时，另外一个功率管打开；第一控制信号GP和第二控制信号GN为基础开关信号的同步变换信号；电感电流上升时间段和电感电流下降时间段是同步于第一控制信号GP以及第二控制信号GN；从而电感电流上升时间段和电感电流下降时间段和基础开关信号也是同步的。

同现有技术相比较，本实用新型的有益效果是：1、通过巧妙的时序控制，根据已逝去开关周期的电感电流上升时段或下降时段的时间，来模拟获取当前开关周期电感上升时段或下降时段的中点，并巧妙地在该时刻进行的采样保持，充分利用了电感电流在上升或下降周期是线性变化的特征，同时在负载电流恒定的时候，电感电流上升的中点等于电感电流下降的中点，因此可以大大简化负载检测电路；2、同时由于该采样时刻接近或近似为开关管导通时段或续流管导通时段的中点，采样电流大小通常是在运放工作的最佳响应区间范围内，因此整体的负载电流检测的准确性也得以提高，不但避免了复杂的电路设计，也提高了负载电流的检测精度，降低了电路的复杂度和设计难度；3、电路结构简单巧妙，适用性强可以用Buck、Boost和Buck-Boost各种DC/DC开关电源转换器；无论是开关管还是续流管，都可以用该方法还原出负载电流的大小，灵活性强；也适用于同步和非同步整流电路，通用于功率管比例电流检测、串联电阻电流检测电路；在集成电路应用中，易于部署应用，节省芯片面积。

附图说明

图1是本实用新型负载电流检测电路优选实施例的原理示意框图；

图2是现有技术负载电流检测电路在DC/DC开关电源转换器电路应用中的原理示意框图之一；

图3是现有技术负载电流检测电路在DC/DC开关电源转换器电路应用中的原理示意框图之二；

图4是图3中的电路工作在Buck型CCM模式下电感电流和负载电流检测的对应时序和误差说明示意图；

图5是图3中的电路工作在Buck型DCM模式下电感电流和负载电流检测的对应时序和误差说明示意图；

图6是图3中的电路工作在Boost型CCM模式下电感电流和负载电流检测的对应时序和误差说明示意图；

图7是电感型开关电源转换器的电感电流特征分析图；

图8是电感型开关电源转换器的电感电流时序示意图；

图9是本实用新型负载电流检测电路在DC/DC开关电源转换器电路应用中的优选实施例的原理示意框图；

图10是图1中电感电流上升或下降中点检测电路优选实施例的电路原理示意图；

图11是图10中在Buck型开关电源转换器应用实例中的各信号时序关系图；

图12是本实用新型负载电流检测电路优选实施例的电路原理示意框图；图中示出了采样保持电路34和低通滤波器35；

图13是低通滤波器35的优选实施例的电路结构示意图；

图14是现有技术中运算放大器采样电流信号的瞬态响应曲线和负载电流的关系示意图；

图15和16是本实用新型在开关电源转换器为Buck型开关电源转换器，且Buck型开关电源转换器工作在CCM模式下的信号时序关系图；图15中，电流采样时刻位于电感电流上升时段；图16中，电流采样时刻位于电感电流下降时段；

图17和18是本实用新型在开关电源转换器为Buck型开关电源转换器，且Buck型开关电源转换器工作在DCM模式下的信号时序关系图；图17中，电流采样时刻位于电感电流上升时段；图18中，电流采样时刻位于电感电流下降时段；

图19和20是本实用新型在开关电源转换器为Boost型或 Buck-Boost型开关电源转换器,且该开关电源转换器工作在CCM模式下的信号时序关系图；图18中，电流采样时刻位于电感电流下降时段；图19中，电流采样时刻位于电感电流上升时段；

图21和22是本实用新型在开关电源转换器为Boost型或 Buck-Boost型开关电源转换器,且该开关电源转换器工作在DCM模式下的信号时序关系图；图21中，电流采样时刻位于电感电流下降时段；图22中，电流采样时刻位于电感电流上升时段。

具体实施方式

以下结合各附图对本实用新型的实施方式做进一步详述。

电感型开关电源转换器，其基本原理都是利用电感的储能特性来实现电压变化，电感电流的变化率等于电感两端电压除以电感亨利值，利用方程表达为电感电流变化是线性过程，电感电流的变化快慢即电感电流线性变化的斜率和电感两端的电压和电感感值相关，在电感两端的外加电压一定时，电感感值也确定时，电感电流的上升和下降的斜率也是固定的。

本实用新型中所指的开关电源转换器的基础特征包括：在CCM工作模式下，开关电源转换器通过逻辑控制电路控制两个功率开关管交替导通，其一个开关周期包括，电感电流上升时间段和电感电流下降时间段；在DCM工作模式下，开关电源转换器通过逻辑控制电路控制两个功率开关管交替导通并间隔关闭，也就是在一个开关周期中，包括电感电流上升时间段、电感电流下降时间段和电感电流为零的时间段。

开关电源转换器中的逻辑控制电路不仅产生开关电源转换器的基础开关信号，如PWM开关信号，还产生用于控制两个功率开关管的第一控制信号GP、第二控制信号GN；第一控制信号GP为高电平时，其中一个功率管打开；第二控制信号GN为低电平时，另外一个功率管打开；控制开关管的第一控制信号GP和控制续流管的第二控制信号GN 都由PWM开关信号为基础产生，因此第一控制信号GP、第二控制信号GN为PWM信号的变换信号，各信号之间是同步的。电感电流上升时间段和电感电流下降时间段是同步于第一控制信号GP以及第二控制信号GN的；而第一控制信号GP、第二控制信号GN又和PWM开关信号是同步的，因此可以采用PWM开关信号的高低电平时段来获取电感电流上升时间段和电感电流下降时间段。

如图7所示，电感型开关电源转换器的电感电流是一个三角波，从图中可见，电感电流从T0到T1时刻向上爬升，0.5T1时刻是电感电流爬升的中点时刻；从T1到T3时刻电感电流向下下降，T2是其下降的中点时刻。在负载电流恒定的时候，在每个开关周期中，电感电流上升的起点等于下降的终点，如果不是这样，假若每次下降的终点都比较上升的起点高，电感电流就会一直变大，反之就一直变小。因此，在T0 时刻和T3时刻，电感电流大小是一样。如果把电感上升沿的中点和下降的中点相连接，这条线段平行于X轴，即电感电流的上升中点等于电感电流下降的中点，所以采样电感电流上升时段的中点和采样电感电流下降时段的中点，是等效变化。

如图7所示，如果电感电流上升时段的起点电流大小等于电感下降时段的终点电流大小，且具有一个峰值电流，则呈现在图7中，第一三角形1的面积等于第二三角形2的面积，第三三角形3的面积等于第四三角形4的面积。对于任意类型的使用了电感的电感型开关电源转换器来说，依据电感电流在此区间内是线性变化的特征，只要找到0.5T1时刻或者T2时刻电感电流的大小，并且对采样时刻的电流进行采样保持，就可以通过简单的运算，换算成负载电流的大小。如果得到电感电流上升沿的中点时刻0.5T1时刻或者电感电流的下降中点时刻T2，即电感电流三角波的中点时刻的电感电流，就可以此计算获得整个开关周期的负载电流，因此上述两个时刻这是采样电流的关键点。要得到当前开关周期的电感电流的上升时段或下降时段的中点，往往对电路的实时特性要求很高；在本实用新型中，先获取已经逝去的开关周期中电感电流上升时段或下降时段的总时间T，再根据从周期开始到0.5T的时刻替代当前周期的中点时刻，并通过相应的采样保持策略获得全开关周期的负载电流。

如图7所示，对于Buck型开关电源转换器电路来说，其采样的中点电流为Ih，由于电感电流在上升和下降过程中都对外输出能量，所以，如图7所示，对于Boost或Buck-Boost变换器来说，只有电感电流下降过程中，才对外输出放电，因此

如图8所示，当n为1的时候，在第一个周期电感电流的上升总时间为Ta，第二个周期电感电流上升的总时间为Tb，第三个周期电感电流上升的总时间为Tc。在第二个周期的中点：TMB＝T1+0.5Ta,而第三个周期的中点：TMC＝T2+0.5Tb。同理，也可以用同样的方法来采集下降时段的中点。当负载电流不变的时候，电感电流的峰值和谷值也不变，因此电感电流的上升时段中点和下降时段中点是一样的，可以根据实际应用来灵活选择。

如图9所示是本实用新型实现负载电流检测方法的负载电流检测电路在DC/DC开关电源转换器电路应用中的原理示意框图。

在图9中，若电路端子V1是开关电源转换器的外部电源输入端子，电路端子V2接电容作为开关电源转换器的输出端子的时候，该开关电源转换器为Buck型开关电源转换器，图中的晶体管Q1为PMOS管用作开关管，图中的晶体管Q2为NMOS管用作续流管。

在图9中，若电路端子V2是开关电源转换器的外部电源输入端子，电路端子V1用作开关电源转换器的输出端子，则该开关电源转换器为 Boost型开关电源转换器，图中的晶体管Q2为NMOS管用作开关管，图中的晶体管Q1为PMOS管用作续流管。

图9中的标号41所指的电流中点采样保持电路也就是本实用新型所指的开关电源转换器负载电流检测电路。

在图9中，电感电流输入到电流中点采样保持电路41，电流中点采样保持电路41输出负载电流信号即IFB信号，输出电压采样电路40输出电压反馈信号即VFB信号，负载电流信号即IFB信号和输出电压反馈信号即VFB信号以及基准参考电压VBG信号，一起传送至内部 CC/CV误差放大器42，CC/CV误差放大器42输出信号至PWM比较器44；CC/CV误差放大器42的输出信号和斜坡补偿电路43的输出信号共同输入至控制PWM比较器44，PWM比较器44输出PWM控制信号至逻辑控制模块45，通过控制PWM比较器44的输出从而控制逻辑控制模块45的输出，使得每个周期的PWM信号受反馈的负载电流信号控制，从而控制功率输出级来控制最大输出负载电流，从而起到恒定最大输出电流的目的。图9只是给出了PWM方式的开关电源转换器实施例，实际上，本实用新型技术方案还同样适用于PFM方式的开关电源转换器电路。

如图1所示，是本实用新型优选实施例之一的电路框图，包括电感电流上升时段或下降时段中点检测电路32，电感电流检测电路30，电感电流过零检测电路31，采样保持电路34和低通滤波器35。

如图1中所示的电感电流上升时段或下降时段中点检测电路32获取开关电源转换器在第A个开关周期内的电感电流上升时段或下降时段的总时间记为TA，第B个开关周期内的电感电流上升时段或下降时段的总时间记为TB。第B个电感电流上升时段或下降时段的起点时刻起经过 0.5TA后的时刻即第一中点时刻TMB采样负载电流，通过采样保持电路保持该负载电流采样值至第二中点时刻TMC；第二中点时刻TMC为第C 个开关周期，电感电流上升时段或下降时段的起始点经过0.5TB后的时刻；在第一中点时刻TMB至第二中点时刻TMC期间，采样保持第一中点时刻TMB的采样电流值。其中A、B和C均为大于等于1的自然数， B＝A+1，C＝B+1；

下面对本实用新型在Buck型开关电源转换器中的应用进行详细叙述。假设Buck型开关电源转换器工作在CCM模式即连续工作模式，输出负载电流等于电感电流的均值。在没有负载电流采样电阻存在的情况下，很难直接采样到电感上的电流，但电感电流分为两部分，其中一部分是开关管打开时，开关管流过的电流等于电感的电流，此时流过续流管的电流为0，电感电流的另一部分是续流管打开时，续流管流过的电流等于电感的电流，流过开关管的电流为0，因此负载电流是流过开关管与续流管电流之和的均值。在负载电流恒定时，每个开关周期流过开关管的电流都是一个线性增大的电流；据此在本实用新型中，首先获得上一个周期开关管打开的时间T，在当前周期开关管打开时间持续了 T/2的时候，采样电感电流即负载电流，并将这个时刻的负载电流采样值保持到下一个周期开关管导通时间达到上一周期开关管导通时间一半的时刻。假设Buck型开关电源转换器工作在DCM模式即非连续工作模式，只需要把采样值保持到续流管关闭的时刻即可，在开关管和续流管都不导通的时刻，没有电流流出到负载，只靠输出电容维持输出电压；在开关管和续流管都不导通的时刻采样保持电路的采样保持值不对外输出。

对于Boost型或Buck-Boost型开关电源转换器，亦可以使用同样的方法采样续流管导通时段中点的负载电流，并对该负载电流采样值进行采样保持；在当前开关周期的续流管开启的时间段内，输出上一个周期采样保持的负载电流采样值，直到当前开关周期续流管导通起点至上一周期导通时段的一半时刻，就刷新当前周期的负载电流采样值即可。最后，将采样保持的负载电流信号通过低通滤波器后输出，作为开关电源转换器在该时段内的负载电流。本实用新型不需要对整个开关周期电感电流进行全周期的精确采样，只需要在本开关周期内，从本开关周期的起点时刻开始到上一周期导通时段一半的时刻采样负载电流，并将该负载电流采样值采样保持至下一个更新时刻，即可准确获得全周期的负载电流。这样对负载电流检测电路、采样电路的要求都大大降低，减少电路复杂度同时提高了负载检测的精度。尤其是在开关管和续流管交替导通的全周期内，开关管和续流管的电流变化通常需要经历一个从零或从基础电流线性增大至峰值电流的过程中，要准确获取开关管和续流管的电流大小，对电流检测电路中的运算放大器要求很高，需要运算放大器具有全频段的响应能力，否则在全周期的电流采样误差不可避免。

在PWM开关电源转换器电路中，电感电流的上升时段或下降时段对应了由开关管的导通时段和关闭时段；而PWM开关信号的脉宽等于开关管或续流管的导通时间，控制开关管和续流管的第一控制信号GP、第二控制信号GN都由PWM开关信号为基础产生，因此第一控制信号 GP、第二控制信号GN为PWM信号的变换信号，各信号之间是同步的。此外在开关管或续流管从开启到关闭，这个时段内电感电流是线性上升的，所以电感电流上升或下降的中点，就是PWM、GP或GN开关信号脉宽的一半的位置。因此只需要检测PWM开关信号的脉宽的中点时刻，就可以找到电感电流的中点时刻。当采样保持电路获得上述中点时刻的信息后，就可以采样该中点时刻的电流，并采样保持输出，直到下一个 PWM开关信号周期开关管导通时间的中点时刻。

在本实用新型中，利用上一个PWM开关信号周期内开关管导通时段一半的时刻来替代当前PWM开关信号周期内开关管导通时段一半的时刻，在PWM开关信号周期稳定时，能采用非常巧妙和简单的电路完成采样时刻的控制。即使在PWM开关信号周期变化过程中，由于采用的是两个临近周期中的导通时段信息，因此PWM只落后电感电流变化一个或数个开关周期，基本做到实时检测，负载电流也要经过后续的低通滤波器平均后才能获得，对电感电流检测的精度没有影响。

如图10所示，本实用新型的电感电流上升时段或下降时段中点检测电路32的一个具体实施例中，包括两个同样大小的第一电流源I1和第二电流源I2，还有一个中点检测运算放大器OP1，四个中点检测开关即第一中点检测开关、第二中点检测开关、第三中点检测开关和第四中点检测开关，以及两个容值相同的第一中点检测电容CA和第二中点检测电容CB。图11是图10中各信号时序关系图。

如图10和11所示，其中第一中点检测控制信号Φ1和第二中点检测控制信号Φ1B是由开关电源转换器的PWM开关信号变换后产生的信号；如图10所示，第一中点检测控制信号Φ1和第二中点检测控制信号Φ1B分别是第一控制信号GP或第二控制信号GN经过云端后获得的信号。当PWM开关信号处于奇数个周期的时候，第一中点检测控制信号Φ1的高电平与PWM开关信号的高电平相同；当PWM开关信号处于偶数个周期的时候，第二中点检测控制信号Φ1B的高电平与 PWM开关信号的高电平相同。第一中点检测控制信号Φ1和第二中点检测控制信号Φ1B之间的关系是：第一中点检测控制信号Φ1或上第二中点检测控制信号Φ1B等于PWM开关信号。

如图10和11所示，第一电流源I1和第二电流源I2是同样大小的电流源，其中第一电流源I1用于注入电流，第二电流源I2用于输出电流；假设第一中点检测电容CA和第二中点检测电容CB的容值相等，且非接地端子上的初始值对地电位都为0，即中点检测运算放大器OP1 的正向输入端子和负向输入端子上的电压VC1＝VC2＝0，在第一个 PWM开关信号的脉宽周期，第一中点检测控制信号Φ1为高电平Φ1＝1，第二中点检测控制信号Φ1B为低电平即Φ1B＝0，第一中点检测电容CA 开始充电至VC1＝Vch，第二中点检测电容CB放电到VC2＝0；在第一中点检测控制信号Φ1和第二中点检测控制信号Φ1B都为低电平即Φ 1＝Φ1B＝0时，第一中点检测电容CA上的电压VC1和第二中点检测电容CB上的电压VC2保持；在第二个周期PWM开关信号的脉宽周期中，第一中点检测控制信号Φ1为高电平第二中点检测控制信号Φ1B为低电平第一中点检测电容CA上的电压VC1从Vch开始放电，第二中点检测电容CB上的电压VC2从0开始充电。由于CA＝CB且I1＝I2，所以当VC1＝VC2的时刻，中点检测运算放大器输出的MID信号的电平翻转，该翻转时刻就是PWM开关信号上一周期的PWM脉宽中点。

如图12所示，是本实用新型负载电流检测电路优选实施例之一的电路原理示意图，图中示出了电感电流上升时段或下降时段中点检测电路32、电感电流检测电路30、电感电流过零检测电路31、采样保持电路34和低通滤波器35。

如图12所示，所述采样保持电路34包括第二采样保持开关、第二采样保持电容C2、第三采样保持开关、第三采样保持电容C3、采样保持运算放大器；第二采样保持开关的一端用于和外部的电感电流检测电路30连接获取负载电流采样信号，第二采样保持开关的另一端同时和第二采样保持电容的一端以及第三采样保持开关的一端电连接，第二采样保持电容的另一端接地；第三采样保持开关的另一端同时和采样保持运算放大器的同相输入端子以及第三采样保持电容的一端电连接，第三采样保持电容的另一端接地；采样保持运算放大器的反相输入端子和采样保持运算放大器的输出端子电连接；第二采样保持开关受控于第二中点时刻信号的非信号当第二中点时刻信号的非信号为高电平时，第二采样保持开关闭合使开关两端接通，当第二中点时刻信号的非信号为低电平时，第二采样保持开关打开使开关两端断开连接；第三采样保持开关受控于第二中点时刻信号D50C，当第二中点时刻信号D50C为高电平时，第三采样保持开关闭合使开关两端接通，当第二中点时刻信号D50C为低电平时，第三采样保持开关打开使开关两端断开连接。

如图12所示，所述低通滤波器35和采样保持电路34之间通过低通滤波开关电连接；所述低通滤波开关受控于从电感电流过零点检测电路31输出的低通滤波开关控制信号ZC的非信号此时开关电源转换器负载电流检测电路还包括电感电流过零点检测电路31，用于获得低通滤波开关控制信号ZC及其非信号为ZC的逻辑非信号。

对于Buck型开关电源电路来说，低通滤波开关控制信号ZC在电感电流为零时，低通滤波开关控制信号控制所述低通滤波开关打开，使开关两端断开连接，从而使得所述低通滤波器35和采样保持电路34 之间断开连接；在电感电流为非零时，低通滤波开关控制信号控制所述低通滤波开关闭合使开关两端接通，从而使得所述低通滤波器35和采样保持电路34之间电连接。

对于Boost或Buck-Boost型开关电源电路来说，低通滤波开关控制信号ZC在电感电流为零或者开关管导通的时候为高，低通滤波开关控制信号ZC控制所述低通滤波开关打开，使得所述低通滤波器35和采样保持电路34之间断开连接，并把低通滤波器输入拉到地；在电感电流为非零时并且续流管导通时，低通滤波开关控制信号控制所述低通滤波开关闭合，使得所述低通滤波器35和采样保持电路34之间电连接。

如图12所示，所述低通滤波器35包括低通滤波电阻和低通滤波电容；采样保持电路34还包括用于在电感电流为零时控制低通滤波器输入的低通滤波输入下拉MOS管；所述低通滤波电阻的一端和低通滤波开关的一端电连接，同时，该所述低通滤波电阻的一端和低通滤波输入下拉MOS管的源极电连接，低通滤波输入下拉MOS管的栅极接入低通滤波开关控制信号ZC，低通滤波输入下拉MOS管的漏极接地；所述低通滤波电阻的另一端用作低通滤波器35的输出端子，同时该所述低通滤波电阻的另一端还和低通滤波电容的一端电连接，低通滤波电容的另一端接地。

如图13所示，另外一个低通滤波器的实施例中，包括两级具有同样电路参数的RC低通滤波器，各两级滤波器中的电阻和电容分别为 1MΩ和4pF，适用于开关信号频率为500MHz的情况。低通滤波器的参数可以根据实际情况做出选择，如根据不同最大负载电流，电流采样比率，开关信号频率和相应电路的环路增益等选择合适的低通滤波参数。

结合如图12所示的采样保持电路34，假定开关电源转换器为Buck 型开关电源转换器且Buck型开关电源转换器工作在CCM模式，在采样保持电路34检测到电感电流信号后，通过中点检测电路获得第二中点时刻信号D50C，在PWM开关信号的前半周期，第二采样保持电容 C2采样电感电流大小，到达中点检测电路给出的时刻时，也就是第二中点时刻信号D50C给出的第一采样时刻达到后，第二采样保持电容 C2和第三采样保持电容C3通过开关短路，其中C2>>C3，这样第三采样保持电容C3的上电压和第二采样保持电容C2在采样时刻的电压保持一致。通过采样保持运算放大器保持到下一个PWM开关信号周期的采样时刻，第三采样保持电容C3和第二采样保持电容C2之间的电连接断开，第二采样保持电容C2去采样新一个PWM开关信号周期的电感电流大小。

结合如图12所示的采样保持电路34，假定开关电源转换器为Buck 型开关电源转换器且Buck型开关电源转换器工作在DCM模式，其他的工作时序和Buck型开关电源转换器工作在CCM模式相同，不同的就是需要在电感电流变为零的时候，也就是低通滤波开关控制信号的信号为高电平时ZC＝1，控制低通滤波开关打开，使得采样保持电路34 和低通滤波器35之间的电连接断开，并通过低通滤波输入下拉MOS 管将低通滤波器的输入拉到地，这样低通滤波器35输出的电流就能真实表征开关电源转换器负载电流的大小。

结合如图12所示的采样保持电路34，假定开关电源转换器为 Boost型或Buck-Boost型开关电源转换器且该开关电源转换器工作在 CCM模式，其他的工作时序和Buck型开关电源转换器工作在CCM模式相同，区别在于只是在续流管导通期间进行负载电流的采样保持，而在开关管导通的时段内，会使低通滤波开关控制信号的信号为高电平，即ZC＝1，从而断开采样保持电路和低通滤波器35的连接，这样采样保持的电流仅仅是续流管的电流，通过低通滤波器平均出来就是Boost 型或Buck-Boost型开关电源转换器在CCM模式下负载电流的大小。

结合如图12所示的采样保持电路34，假定开关电源转换器为 Boost型或Buck-Boost型开关电源转换器且该开关电源转换器工作在DCM模式，其他的工作时序Boost型或Buck-Boost型开关电源转换器工作在CCM模式下相同，区别在于在电感变为零的时候，也会使低通滤波开关控制信号的信号为高电平即ZC＝1，控制低通滤波开关打开，断开采样保持电路和低通滤波器35连接，并把低通滤波器35的输出拉到地，而不用等到开关管打开时刻才把低通滤波开关控制信号的信号设为高电平，这样低通滤波器35输出的就是Boost型或 Buck-Boost型开关电源转换器在DCM模式下真实负载电流的大小。

如图14现有技术中运算放大器响应曲线和和负载电流的关系示意图；图中虚线表示运算放大器的实际瞬态响应曲线，从零点附近上升的负载电流过程中，现有技术的运算放大器需要追踪检测输出整个上升时间段内的电感电流大小，运放的有限增益和响应时间，需要一定的响应时间，初始阶段电感电流检测误差较大，也会因此影响整个周期内的负载电流检测的准确性；由于本实用新型只需要在中点采样即可，从电感电流从低点爬坡到中点这段时间内已经有足够时间来建立运算放大器响应，初始阶段运放响应误差不影响采样电流的精度。因此，运算放大器的设计难度和要求就大大降低了。

图15是本实用新型在开关电源转换器为Buck型开关电源转换器工作在CCM模式下，且Buck型开关电源转换器在电感电流上升时段进行负载电流采样时的信号时序关系图；图中可见，在第一个电感电流上升时段T1开始后，先输出上一个周期中点电流采样值Vsen1，低通滤波器的输入信号Vsen2等于Vsen1，当时间到达上一个电感电流上升时段T0的一半时候，更新电感电流采样值Vsen1，同时把这个信号输出到低通滤波器，低通滤波器输入电压Vsen2等于Vsen1，直到下一个电感电流上升时段T2到达0.5T1时刻。当T2时段到达0.5T1的时刻，再次采样电流，并更新的中点电流采样值Vsen1，保持到T3时段到达0.5T2的时刻；周而复始，不在赘述。因为开关管和续流管导通的时候，开关电源转换器都向负载输出电流，所以负载电流Iload应为开关管和续流管电流之和。图中电流反馈信号IFB为采样保持的负载电流数值经过低通滤波器滤波后输出表征负载电流大小的负载电流信号。

图16是本实用新型在开关电源转换器为Buck型开关电源转换器工作在CCM模式下，且Buck型开关电源转换器在电感电流下降时段进行负载电流采样时的信号时序关系图。和图15有所不同的是，采样保持电路在电感电流下降时段的中点采样并更新电流采样值Vsen1，直到下个电感电流下降时段的中点再次采样并更新电流采样值。

图17是本实用新型在开关电源转换器为Buck型开关电源转换器工作在DCM模式下，且Buck型开关电源转换器在电感电流上升时段进行负载电流采样时的信号时序关系图；在第一个电感电流上升时段 T1开始后，先输出保持上一个周期的中点采样信号Vsen1，低通滤波器的输入Vsen2等于Vsen1，当时间到达上一个电感电流上升时段T0 的一半时采样更新中点电流采样值Vsen1，当过电感电流零检测电路检测出电感电流下降到零时候，使得低通滤波器输入信号Vsen2＝0。当下一个电感电流上升时段T2到来时候，先输出T1时段中点采样电流采样值Vsen1，到达0.5T1的时刻，再次采样更新中点电流采样值 Vsen1，并保持到续流管关闭，然后把低通滤波器的输入信号Vsen2 拉到地。周而复始，不在赘述。在单个开关周期内，输出负载电流大小 Iload，应为图17中一个开关周期内具有相同阴影线的矩形面积即负载电流的积分值除以积分时段的时间。在DCM模式下，电感电流会下降到零，电感电流是非连续的，因此电感电流采样也是非连续的，负载电流为这个非连续电流的平均值，因此在该模式下负载电流Iload的大小会小于中点采样电流大小。

图18是本实用新型在开关电源转换器为Buck型开关电源转换器工作在DCM模式下，且Buck型开关电源转换器在电感电流下降时段进行负载电流采样的信号时序关系图。和图17有所不同的是，采样保持电路在电感电流下降时段的中点采样并更新采样电流。

图19是本实用新型在开关电源转换器为Boost型或Buck-Boost 型开关电源转换器工作在CCM模式下，且该开关电源转换器在电感电流的下降时段采样负载电流的信号时序关系图；在第一个电感电流下降时段T1开始后，先输出上一个周期中点电流采样值Vsen1，低通滤波器的输入信号Vsen2＝Vsen1，达到0.5T0时刻就更新电感电流采样值 Vsen1，同时保持这个电流输出到低通滤波器，低通滤波器输入信号 Vsen2＝Vsen1，直到该电感电流下降时段结束。当第二个电感电流下降时段T2到来后，先输出上一个电感电流下降时段T1+0.5T0时刻的采样电流值，在该电感电流下降时段到达0.5T1的时刻，再次采样更新电流采样值Vsen1，并保持到该电感电流下降时段结束。周而复始，不在赘述。因为Boost型的开关电源转换器电路只有在续流管导通的时候才往输出电容输出电流，所以负载电流等于续流管流过电流的大小。因此，输出采样电流只有在续流管导通的时候输出，Iload的大小为一个开关周期内具有相同阴影线的矩形面积即负载电流的积分值除以积分时段的时间。

图20是本实用新型在开关电源转换器为Boost型或Buck-Boost 型开关电源转换器工作在CCM模式下，且在电感电流上升时段采样负载电流的信号时序关系图。在本周期电感电流上升时段T1开始后，低通滤波器的输入Vsen2拉低到0，采样电流值Vsen1正比于电感电流大小；当到达预计的中点0.5T0时刻就获取采样电流值Vsen1保持 Vsen1，这时低通滤波器的输入信号Vsen2仍然等于0；直到电感电流开始下降的时刻起，开关打开后使得低通滤波器输入信号 Vsen2＝Vsen1，直到该开关周期结束，这个Vsen1为电感电流上升时段T1在该时段的0.5T0时刻采样的电感电流采样值。当下一个开关周期的电感电流上升时段T2到来后，电感电流上升的整个时间段，低通滤波器的输入信号Vsen2都被拉低，当到达电感电流上升时段0.5T1 时刻，采样电感电流并更新电流采样值Vsen1并保持，但不对低通滤波器输出；当电感电流开始下降时，才使得低通滤波器的输入信号 Vsen2＝Vsen1，直到该开关周期结束，这个Vsen1为电感电流上升时段T2在该时段的0.5T1时刻采样的电感电流采样值。周而复始，不在赘述。

图21是本实用新型在开关电源转换器为Boost型或Buck-Boost 型开关电源转换器工作在DCM模式下，且在电感电流的下降沿采样负载电流的信号时序关系图。在第一个电感电流下降时段T1开始后，先输出上一个开关周期的电流采样值Vsen1，达到T1+0.5T0时刻就采样电流，更新电流采样值Vsen1输出到低通滤波器，低通滤波器的输入信号Vsen2＝Vsen1，同时保持这个电流采样值直到电感电流下降到0，断开采样保持电路和低通滤波器的电连接并将低通滤波器的输入信号 Vsen2拉低。

图22是本实用新型在开关电源转换器为Boost型或Buck-Boost 型开关电源转换器工作在DCM模式下，且在电感电流的上升沿采样负载电流的信号时序关系图。在当前开关周期电感电流上升时段T1开始后，先不对外输出采样电流；当到达预计的中点0.5T0时刻就采样电流，得到上升沿中点电流采样值Vsen1并且保持，但不输出采样电流信号，低通滤波器的输入信号Vsen2在电感上升期间仍然为0；直到电感电流开始下降的时刻起，使得低通滤波器的输入Vsen2＝Vsen1，Vsen1为电感电流上升时段T1在该时段的0.5T0时刻采样的电感电流信号值；采样保持电路对低通滤波器输出电流采样值Vsen1，直到电感电流下降到0，采样保持电路和低通滤波器的电连接断开，并将低通滤波器的输入信号Vsen2电平拉低。一种开关电源转换器负载电流检测方法包括以下步骤：获取开关电源转换器在第A个和第B个电感电流上升时段或下降时段的总时间TA和TB，B等于A+1；在第B个电感电流上升时段或下降时段的起点时刻起经过0.5TA后的时刻，即第一中点时刻TMB采样负载电流，并通过采样保持电路保持该负载电流采样值至第二中点时刻 TMC；所述第二中点时刻TMC为第C个电感电流上升时段或下降时段的起点时刻起经过0.5TB后的时刻；在第一中点时刻TMB至第二中点时刻 TMC这段时间内，利用采样保持的电流采样信号，根据不同类型的电路和不同的工作模式，变换为负载电流信号。负载电流采样信号经过低通滤波器平滑后得到开关电源转换器的负载电流信号。无论何种类型电路，在电感电流为零的时间均不输出负载电流采样值。

通过巧妙的时序控制，将已经逝去的开关信号周期内电感电流上升时段或下降时段的总时间，用于当前周期电感电流上升时段或下降时段的中点时刻的模拟，并巧妙地在该时刻进行的采样保持，充分利用了在开关管导通时段或续流管导通时段内电感电流的线性特征，简化了负载检测电路；同时由于该采样时刻接近或近似为开关管导通时段或续流管导通时段的中点，采样电流大小通常是在运放工作的最佳响应区间范围内，因此整体的负载电流检测准确性也得以提高，不但避免了复杂的电路设计，也提高了负载电流的检测精度，降低了电路的复杂度和难度；电路结构简单巧妙，适用性强可以用Buck、Boost和Buck-Boost各种 DCDC开关电源转换器；无论是开关管还是续流管，都可以用该方法还原出负载电流的大小，灵活性强；也通用于功率管比例电流检测、串联电阻电流检测电路，同步或者非同步整流电路；在集成电路应用中，易于部署应用，节省芯片面积。

以上所述仅为本实用新型的实施例，并非因此限制本实用新型的专利范围，凡是利用实用新型说明书及附图内容所作的等效结构或等效流程变换，或直接或间接运用在其他相关的技术领域，均同理包括在本实用新型的专利保护范围内。