一种同步整流采样电路的制作方法

本实用新型涉及一种提高采样耐压的电路，特别是使用在同步整流领域的一种提高芯片采样耐压的电路。

背景技术：

反激式变换器在开关电源领域中使用非常频繁，因为其拓扑简单，方案成熟，成本低，性能优良，所以在100W以内的场合使用非常适合，但是随着电子设备的小体积化，高功率密度化发展，要求效率越来越高，常规的输出整流二极管整流方案它的损耗值等于输出电流乘以二极管的正向压降，正向压降大小和半导体工艺相关，因此它的正向压降一般都在0.4-0.6V左右，所以可以计算出输出整流二极管的损耗值，假设是一个5A输出变换器，输出整流二极管的损耗就在2W-3W左右，这将引起非常大的热量，从而需要增加散热片，因此体积又上升，而使用同步整流方案，因为可以将正向压降降低到0.1V以下，因此可以大大提高整机效率，不需要额外的散热器，所以同步整流技术配合反激电路的方案越来越受到青睐，但是在使用同步整流方案的过程中，使用到了MOS管，因此就需要驱动电路，一般的驱动电路有两大类，一类是自驱，一类是它驱，自驱的方案有一个明显的缺点是在轻载状态下会发生同步整流管和原边主开关管共通，因此发热比较厉害，轻载效率非常差，因此不太实用，特别是在适配器中经常带轻载的应用场合中，所以在实际应用中最多的方案是使用一颗同步整流控制芯片来驱动同步整流管，因为这种方法可以精确控制开通和关断时刻，保证同步整流MOS管和原边开关管不会发生共通，同时实现同步整流功能。

如图1所示为普通反激同步整流电路原理框图，该电路包括输入电路，钳位电路，变压器T1，原边控制IC电路U1，主功率MOS管S1，副边同步整流MOS管SR，同步整流IC电路U2，输出电路，其中输入电路由输入电容C1组成，输出电路由输出电容C6组成，主功率MOS管S1包含寄生电容Cds1和寄生二极管Ds1，同步整流MOS管SR包含寄生体二极管Ds3和寄生电容Cds3，电容C1的正极连接输入电压正极VIN+，电容C1的负极连接输入电压的负极VIN-，钳位电路用于吸收变压器漏感产生的尖峰电压，它的一端连接在主功率管S1的漏极，另一端连接在输入电压正极，原边控制IC电路U1连接主功率MOS管S1的栅极，主功率MOS管S1的源极连接参考地，变压器T1原边的同名端连接输入端正极VIN+，变压器T1原边异名端连接主功率MOS管S1漏极和钳位电路一端，变压器T1副边异名端连接输出端正极Vo+，变压器副边同名端连接同步整流MOS管SR的漏极，同时连接到同步整流IC电路U2的采样端口VD，同步整流MOS管SR的栅极连接同步整流IC电路U2的GATE端口，同步整流IC电路U2的VSS端口连接副边参考地，电容C6的正极连接输出端的正极Vout+，电容C6的负极连接输出端的负极也就是副边参考地。

图1所示电路中的这种同步整流控制芯片(即U2)一般会包含一个采样引脚(也可以称之为端口，本实用新型“引脚”和“端口”为同一术语)，该采样引脚名称记为VD引脚，该采样引脚需要接到同步整流MOS管SR的漏极，通常同步整流控制芯片的参考地VSS会接到同步整流MOS管SR的源极，因此VD引脚到参考地VSS的电压刚好是同步整流MOS管SR漏源电压，MOS管SR的漏源极之间是有一个寄生二极管Ds3存在的，阳极连接源极，阴极连接漏极。

如图2所示为图1普通反激同步整流电路对应的相关波形，当原边主功率MOS管S1关断的时候，绕组电压反向，同步整流MOS管SR寄生体二极管正向开通，此时漏源极电压变为负向，同步整流控制芯片通过检测该负向电压，在负压达到设定值后开通同步整流MOS管SR，关断条件根据不同的工作方式有不同条件，当关断同步整流MOS管SR后，原边主功率MOS管S1开通，此时副边绕组电压反向，漏源极电压变为正压，正压的大小为VIN/Nps+Vo，通常情况下输出为19V的适配器匝比Nps为5左右，因为匝比再大就会造成原边MOS管的电压应力过高，因此在85-264VAC输入的全球输入电压范围应用中，同步整流管上的电压应力会达到264*1.414/5+19＝93.6V，同时还需要考虑漏感引起的尖峰电压，所以电压应力通常超过100V以上很多，但是半导体器件工艺中要达到这么高耐压的值的器件比较少，一般只能达到50V左右，必须要在芯片内部集成一个高压MOS管，但是集成高压MOS管后，一方面会大大增加芯片面积，造成芯片成本高昂，另外一方面内置的高压MOS管会产生一个寄生的二极管，这个二极管相当于并联在同步整流MOS管的漏极和芯片的衬底之间，因此在同步整流管开通的时候也会产生一个电流流过内置MOS管的寄生二极管，因此会让衬底走电流，而衬底是不能走电的，因此会造成同步整流芯片的控制紊乱，因此存在重大隐患。

技术实现要素：

有鉴如此，本实用新型要解决的技术问题是提供一种同步整流采样电路，降低同步整流控制芯片所需要承受的耐压。

本实用新型同步整流控制芯片采样引脚采样的电压是同步整流MOS管开通时间段的漏源电压，此时电压是非常低的，仅有几百毫伏，并且芯片内部控制同步整流MOS管开通的采样阈值只有几十毫伏，因此为了保证采样的准确性，必须保证采样引脚是一个低阻的状态，但那时低阻的状态下在同步整流MOS管关断以后会承受非常高的电压，所以为了提高采样引脚耐压，必须对采样引脚进行分压，但是又不能影响采样，所以传统简单的在采样引脚和同步整流管源极并联稳压管是不可行的，会让稳压管烧坏，同时，在采样引脚和同步整流管漏极之间串联一个电阻也是不行的，会让采样不能正常进行。

针对上述技术障碍，本申请的实用新型人提出了一种全新的技术构思：使用一个阻抗变化的电路串联在采样引脚和同步整流MOS管漏极之间，在同步整流MOS管开通的时候让它处于一个低阻状态，在同步整流管关断的时候处于一个高阻状态，从而提出了本实用新型的技术方案，具体如下。

一种同步整流采样电路，应用于反激变换器，其特征在于：包括一阻抗变化电路，阻抗变化电路的一端用于连接同步整流MOS管SR的漏极，阻抗变化电路的另一端用于连接同步整流控制芯片的采样引脚，阻抗变化电路的阻抗依据同步整流MOS管SR的开通和关断有所不同，在同步整流MOS管SR开通的时候阻抗变化电路处于低阻状态，在同步整流MOS管SR关断的时候阻抗变化电路处于高阻状态。其中低阻指的是毫欧级别，高阻指的是兆欧级别。

作为阻抗变化电路的一种具体的实施方式，为一MOS管S2，MOS管S2包含寄生电容Cds2和寄生二极管Ds2，MOS管S2的漏极用于连接同步整流MOS管SR的漏极，MOS管S2的源极用于连接同步整流控制芯片的采样引脚，MOS管S2的栅极用于连接输出端的正极Vout+。

作为阻抗变化电路的一种具体的实施方式，包括MOS管S2、电阻R1和稳压二极管DZ，MOS管S2包含寄生电容Cds2和寄生二极管Ds2，MOS管S2的漏极用于连接同步整流MOS管SR的漏极，MOS管S2的源极用于连接同步整流控制芯片的采样引脚，MOS管S2的栅极连接电阻R1的一端，电阻R1的另一端用于连接输出端的正极Vout+，MOS管S2的栅极还连接稳压二极管DZ的阴极，稳压二极管DZ的阳极用于连接副边参考地。

作为阻抗变化电路的一种具体的实施方式，为一MOS管S2，MOS管S2包含寄生电容Cds2和寄生二极管Ds2，MOS管S2的漏极用于连接同步整流MOS管SR的漏极，MOS管S2的源极用于连接同步整流控制芯片的采样引脚，MOS管S2的栅极用于连接同步整流控制芯片的GATE引脚。

本实用新型的具体工作原理如下：

当原边控制IC控制主功率MOS管S1开通的时候，变压器原边电感激磁储存能量，副边同步整流MOS管SR关断，当原边主功率MOS管S1关断的时候，原边电感续流，给主功率MOS管S1寄生电容Cds1充电，变压器绕组电压反向，副边同步整流MOS管SR寄生电容Cds3放电，当电容Cds3放电到0V后反向充电，体二极管Ds3达到开通阈值后开通，开通之后阻抗变化电路降低阻抗，VD引脚检测同步整流MOS管SR漏源极电压，检测到漏源极电压达到同步整流IC的负向阈值后，同步整流IC控制驱动GATE开通，同步整流的关断根据不同的工作模式会不一样，达到关断条件后同步整流IC控制GATE关断，关断以后在原边主功率MOS管S1开通之前原边电感和主功率MOS管S1的寄生电容发生谐振，当主功率MOS管S1开通时，变压器副边绕组电压变为下正上负，同步整流MOS管SR漏源极电压变为VIN/Nps+Vo，在同步整流管关断的时候，阻抗变化电路已经变为高阻抗，因此此时同步整流IC的VD引脚电压为同步整流管漏源极电压减去阻抗变化电路上面的分压，大大降低了同步整流IC的VD引脚电压，提高了同步整流IC采样的耐压值。

本实用新型的有益效果在于：

1、不影响同步整流IC的正常采样；

2、降低了同步整流IC采样引脚的电压值。

3、拓宽的常规同步整流IC的应用电压范围。

附图说明

图1为普通反激同步整流电路原理框图；

图2为图1普通反激同步整流电路对应的相关波形；

图3为本实用新型的原理框图；

图4为本实用新型提出的第一实施例的原理框图；

图5为本实用新型第一实施例对应的相关波形；

图6为本实用新型提出的第二实施例的原理框图；

图7为本实用新型第二实施例对应的相关波形；

图8为本实用新型提出的第三实施例的原理框图；

图9为本实用新型第三实施例对应的相关波形。

具体实施方式

图3为本实用新型的原理框图，与图1不同之处为在同步整流MOS管SR的漏极和同步整流控制芯片的采样引脚之间连接有一阻抗变化电路，其工作原理上文已分析，在此不赘述。

为了使得本领域的技术人员更好地理解本实用新型，下面结合具体的实施例进行详细说明。

实施例一

图4为本实用新型第一实施例原理框图，其中的阻抗变化电路为一MOS管S2，MOS管S2包含寄生电容Cds2和寄生二极管Ds2，MOS管S2的漏极连接同步整流MOS管SR的漏极，MOS管S2的源极连接同步整流控制芯片的采样引脚，MOS管S2的栅极连接反激变换器输出端的正极Vout+，其它连接关系与图1及图3相同，在此不赘述。

如图5，给出了一些同步整流关键电压波形，在主功率MOS管刚开通的时候，S2还是处于低阻状态，所以VD引脚电压会升高，当VD引脚电压升高到Vout-VGSth(S2的开通阈值，一般为4V左右)后，根据MOS管的工作原理，MOS管进入截止区，自然关断，然后变为一个高阻状态，VD引脚电压不再继续升高，多余的电压降落在S2的漏源两端，有效降低VD引脚的电压大小，当主功率MOS管关断后同步整流MOS管的漏源电压下降，当同步整流MOS管漏极电压下降到Vout-VGSth后，S2开通，变为低阻状态，同步整流MOS管漏极电压进一步减小最终会使体二极管Ds3导通，漏源电压变为负压，VD引脚检测到负压超过设定的阈值后打出GATE，控制同步整流MOS管开通，实现同步整流功能。

实施例二

针对输出电压较高的场合，MOS管栅极电压可能不能承受，图6为本实用新型第二实施例原理框图，其中的阻抗变化电路包括MOS管S2、电阻R1和稳压二极管DZ，MOS管S2包含寄生电容Cds2和寄生二极管Ds2，MOS管S2的漏极用于连接同步整流MOS管SR的漏极，MOS管S2的源极用于连接同步整流控制芯片的采样引脚，MOS管S2的栅极连接电阻R1的一端，电阻R1的另一端用于连接反激变换器输出端的正极Vout+，MOS管S2的栅极还连接稳压二极管DZ的阴极，稳压二极管DZ的阳极用于连接副边参考地，其它连接关系与图1及图3相同，在此不赘述。

如图7，给出了一些同步整流关键电压波形，在主功率MOS管刚开通的时候，S2还是处于低阻状态，所以VD引脚电压会升高，当VD引脚电压升高到Vz-VGSth(S2的开通阈值，一般为4V左右)后，根据MOS管的工作原理，MOS管进入截止区，自然关断，然后变为一个高阻状态，VD引脚电压不再继续升高，多余的电压降落在S2的漏源两端，有效降低VD引脚的电压大小，当主功率MOS管关断后同步整流MOS管的漏源电压下降，当同步整流MOS管漏极电压下降到Vz-VGSth后，S2开通，变为低阻状态，同步整流MOS管漏极电压进一步减小最终会使体二极管Ds3导通，漏源电压变为负压，VD引脚检测到负压超过设定的阈值后打出GATE，控制同步整流MOS管开通，实现同步整流功能，相比实施例一，该实施例可以把VD引脚电压钳位到可控的一个范围，使用不同耐压的稳压管Dz就可以实现。

实施例三

图8为本实用新型第一实施例原理框图，其中的阻抗变化电路为一MOS管S2，MOS管S2包含寄生电容Cds2和寄生二极管Ds2，MOS管S2的漏极用于连接同步整流MOS管SR的漏极，MOS管S2的源极用于连接同步整流控制芯片的采样引脚，MOS管S2的栅极用于连接同步整流控制芯片的GATE引脚，其它连接关系与图1及图3相同，在此不赘述。

如图9，给出了一些同步整流关键电压波形，在主功率MOS管刚开通的时候，S2还是处于低阻状态，所以VD引脚电压会升高，当VD引脚电压升高到-VGSth(耗尽管的VGSth的阈值为负值)(S2的开通阈值，一般为-4V左右)后，根据MOS管的工作原理，MOS管进入截止区，自然关断，然后变为一个高阻状态，VD引脚电压不再继续升高，多余的电压降落在S2的漏源两端，有效降低VD引脚的电压大小，当主功率MOS管关断后同步整流MOS管的漏源电压下降，当同步整流MOS管漏极电压下降到-VGSth后，因为此时GATE未开通所以S2开通，所以GATE为零伏，因此耗尽管开通，变为低阻状态，同步整流MOS管漏极电压进一步减小最终会使体二极管Ds3导通，漏源电压变为负压，VD引脚检测到负压超过设定的阈值后打出GATE，控制同步整流MOS管开通，实现同步整流功能。

以上仅是本实用新型优选的具体实施方式，根据上述内容，按照本领域的普通技术知识和惯用手段，在不脱离本实用新型上述增加阻抗变化电路的思想前提下，本实用新型的电路还有其它的实施方式；因此本实用新型还可以做出其它多种形式的修改、替换或变更，均落在本实用新型权利保护范围之内。