一种三电平开关电源系统的制作方法

本实用新型涉及电子电力变换技术领域，尤其涉及高压输入低压输出 DC/DC车载开关电源。

背景技术：

车载DC/DC变换器，作为电动汽动力系统中很重要的一部分，它的主要作用是为动力转向系统，空调以及其他辅助设备提供所需的电力。它的功能是将动力电池的高压电转换为低压给车载设备供电。

参照图1，常用的两级DC/DC变换设计方案为“BOOST变换器+LLC变换器”，但存有以下缺点：(1)纹波电流大，要减小输入端和母线上的纹波电压，则输入电容和母线电容需要选用容量较大的电解电容来进行滤波，而电解电容本身具有体积大、高温下寿命短、温度特性差、耐电流纹波能力弱等不可克服的缺点。另外车载DC/DC产品需要在-40℃环境下指标不下降，当前能适用-40℃的高压电解电容不属于常规器件，难以生产；

(2)电流纹波大导致Boost电感损耗大，增加散热压力；此外电流纹波大也会增加滤波电容数量，增加成本与尺寸。

(3)功率管平台电压高，因输入电压最高已达750V，功率器件平台电压考虑80％降额则开关管需要选择1kV以上的功率半导体器件，当前700V以上的功率半导体器件性能，无论是开关特性、导通电阻、成本还是可替代性均比 650V/600V功率半导体器件差得多。

参照图2，常用的两级DC/DC变换设计方案还有“交错并联Boost变换器+ 交错并联LLC变换器”，该方案每一级的电流纹波都相对较小，因此输入电容和BUS电容不需要很大的容量来抑制纹波电压，但存有以下缺点：(1)LLC 交错并联均流度极度依赖谐振腔参数，硬件参数的一致性差异会导致LLC不均流；

(2)功率半导体器件电压等级高；

(3)Boost电感损耗大。

技术实现要素：

本实用新型所要解决的技术问题是：提供一种功率半导体器件耐压等级减半的三电平开关电源系统。

为了解决上述技术问题，本实用新型采用的技术方案为：一种三电平开关电源系统，包括依次相连的BOOST变换器、谐振变换器和整流电路，所述 BOOST变换器包括电感、第一开关管、第二开关管、第一二极管、第二二极管、第一电容、第二电容、正极母线和负极母线；

所述正极母线上设有电感，所述电感与所述第一二极管的阳极相连，所述第一二极管的阴极与所述谐振变换器相连，所述第一开关管的漏极与所述第一二极管的阳极相连，所述第一开关管与所述第二开关管串联，所述第二开关管的源极所述第二二极管的阴极相连，所述第二二极管的阳极与所述谐振变换器相连，所述第二二极管设于所述负极母线上，所述第一电容的一端与所述第一二极管的阴极相连，所述第一电容的另一端与所述第一开关管的源极相连，所述第二电容的一端与所述第一电容的另一端相连，所述第二电容的另一端与所述第二二极管的阳极相连。

进一步的，所述谐振变换器为LLC谐振变换器。

进一步的，所述谐振变换器包括第一谐振变换器和第二谐振变换器，所述第一谐振变换器的输入端连接在所述第一电容的两端，所述第二谐振变换器的输入端连接在所述第二电容的两端。

进一步的，所述整流电路包括第一整流电路和第二整流电路，所述第一整流电路的输入端与所述第一谐振变换器的输出端相连，所述第二整流电路的输入端与所述第二谐振变换器的输出端相连，所述第一整流电路和所述第二整流电路的输出端串联。

进一步的，还包括第三电容，所述第三电容的一端与正极母线相连，所述第三电容的另一端与负极母线相连。

进一步的，所述第一电容、第二电容和第三电容均为薄膜电容、MLCC电容、超级电容、钽电容或铌电容。

本实用新型的有益效果在于：仅需要一个电感的条件下，三电平BOOST变压器采用交错驱动，电感电流的纹波大幅减小，可有效减少电感损耗，有效抑制母线电容上的纹波电压和纹波电流，并且由BOOST变换器、谐振变换器和整流电路组成功率半导体器件耐压等级减半的高效、低成本和高可靠性的开关电源。

附图说明

图1为现有的DC/DC变换设计方案；

图2为现有的另一种DC/DC变换设计方案；

图3为本实用新型的三电平BOOST开关电源实施例一的电路图；

图4为现有BOOST与本实用新型的电感电流纹波波形对比示意图；

图5为本实用新型的电感电流纹波与现有BOOST电感电流纹波比值随电压变化示意图；

图6为本实用新型的BOOST电感磁芯损耗比值随电压变化示意图；

图7为现有Boost和本实用新型Boost的母线电容纹波电压波形对比示意图；

图8为250V输入，27.5V/120A输出时第一电容上的纹波电压波形示意图；

图9为250V输入，27.5V/120A输出时第一电容、第二电容上的纹波电流波形示意图。

标号说明：

L、电感；Q1、第一开关管；Q2、第二开关管；

D1、第一二极管；D2、第二二极管；

C1、第一电容；C2、第二电容；C3、第三电容。

具体实施方式

为详细说明本实用新型的技术内容、所实现目的及效果，以下结合实施方式并配合附图予以说明。

本实用新型最关键的构思在于：仅需要一个电感的条件下，三电平BOOST 变压器采用交错驱动，电感电流的纹波大幅减小，有效抑制母线电容上的纹波电压和纹波电流。

请参照图1至图9，一种三电平开关电源系统，包括依次相连的BOOST变换器、谐振变换器和整流电路，所述BOOST变换器包括电感L、第一开关管 Q1、第二开关管Q2、第一二极管D1、第二二极管D2、第一电容C1、第二电容C2、正极母线和负极母线；

所述正极母线上设有电感L，所述电感与所述第一二极管D1的阳极相连，所述第一二极管D1的阴极与所述谐振变换器相连，所述第一开关管Q1的漏极与所述第一二极管D1的阳极相连，所述第一开关管Q1与所述第二开关管Q2 串联，所述第二开关管Q2的源极所述第二二极管D2的阴极相连，所述第二二极管D2的阳极与所述谐振变换器相连，所述第二二极管D2设于所述负极母线上，所述第一电容C1的一端与所述第一二极管D1的阴极相连，所述第一电容 C1的另一端与所述第一开关管Q1的源极相连，所述第二电容C2的一端与所述第一电容C1的另一端相连，所述第二电容C2的另一端与所述第二二极管D2 的阳极相连。

本实用新型的工作原理简述如下：第一开关管与第二开关管的驱动相位相差180°，形成交错控制方式，通过控制第一开关管和第二开关管的开通占空比，进而控制第一电容和第二电容的电压，使两个电容的电压相等。

从上述描述可知，本实用新型的有益效果在于：仅需要一个电感的条件下，三电平BOOST变压器采用交错驱动，电感电流的纹波大幅减小，可有效减少电感损耗，有效抑制母线电容上的纹波电压和纹波电流，并且由BOOST变换器、谐振变换器和整流电路组成功率半导体器件耐压等级减半的高效、低成本和高可靠性的开关电源。

进一步的，所述谐振变换器为LLC谐振变换器。

由上述描述可知，LLC谐振换换器的开关损耗小，适合应用于高频化。

进一步的，所述谐振变换器包括第一谐振变换器和第二谐振变换器，所述第一谐振变换器的输入端连接在所述第一电容C1的两端，所述第二谐振变换器的输入端连接在所述第二电容C2的两端。

进一步的，所述整流电路包括第一整流电路和第二整流电路，所述第一整流电路的输入端与所述第一谐振变换器的输出端相连，所述第二整流电路的输入端与所述第二谐振变换器的输出端相连，所述第一整流电路和所述第二整流电路的输出端串联。

由上述描述可知，串联的第一整流电路和第二整流电路可减少电子元器件的使用，降低电路的制造和生产的成本。

进一步的，还包括第三电容C3，所述第三电容C3的一端与正极母线相连，所述第三电容C3的另一端与负极母线相连。

进一步的，所述第一电容C1、第二电容C2和第三电容C3均为薄膜电容、 MLCC电容、超级电容、钽电容或铌电容。

由上述描述可知，薄膜电容具有体积相对较小、高温环境下使用寿命较长、耐电流纹波能力强、绝缘阻抗很高、频率特性优异的优点，而且介质损失很小。

实施例一

请参照图1至图9，本实用新型的实施例一为：一种三电平开关电源系统，包括依次相连的BOOST变换器、谐振变换器和整流电路，所述BOOST变换器包括电感L、第一开关管Q1、第二开关管Q2、第一二极管D1、第二二极管D2、第一电容C1、第二电容C2、正极母线和负极母线；

所述正极母线上设有电感L，所述电感L与所述第一二极管D1的阳极相连，所述第一二极管D1的阴极与所述谐振变换器相连，所述第一开关管Q1的漏极与所述第一二极管D1的阳极相连，所述第一开关管Q1与所述第二开关管Q2 串联，所述第二开关管Q2的源极所述第二二极管D2的阴极相连，所述第二二极管D2的阳极与所述谐振变换器相连，所述第二二极管D2设于所述负极母线上，所述第一电容C1的一端与所述第一二极管D1的阴极相连，所述第一电容 C1的另一端与所述第一开关管Q1的源极相连，所述第二电容C2的一端与所述第一电容C1的另一端相连，所述第二电容C2的另一端与所述第二二极管D2 的阳极相连。

在本实施例中，可选的，所述谐振变换器为全桥LLC变换、移项全桥变换、三相交错LLC变换或CLLC变换，优选的，所述谐振变换器为半桥LLC谐振变换器。

详细的，所述谐振变换器包括第一谐振变换器和第二谐振变换器，所述第一谐振变换器的输入端连接在所述第一电容C1的两端，所述第二谐振变换器的输入端连接在所述第二电容C2的两端。

可选的，所述整流电路为全波整流电路、全桥整流电路、全波同步整流电路或全桥同步整流电路，在本实施例中，所述整流电路为输出并联整流；所述整流电路包括第一整流电路和第二整流电路，所述第一整流电路的输入端与所述第一谐振变换器的输出端相连，所述第二整流电路的输入端与所述第二谐振变换器的输出端相连，所述第一整流电路和所述第二整流电路的输出端串联。

还包括第三电容C3，所述第三电容C3的一端与正极母线相连，所述第三电容C3的另一端与负极母线相连。

所述第一电容C1、第二电容C2和第三电容C3均为薄膜电容、MLCC电容、超级电容、钽电容或铌电容，容易理解的是，在本实施例中，所述第一电容C1、第二电容C2和第三电容C3并没有采用常规的电解电容，克服了电容体积过大、耐高温特性差和耐电流纹波能力弱的缺点。

仅需要一个电感的条件下，三电平BOOST采用交错驱动，电感电流的纹波大幅减小，可有效减少电感损耗，有效抑制母线电容上的纹波电压和纹波电流，再结合母线均压控制方法和后级的交错并联谐振变换器，组成了无高压电解电容和功率半导体器件耐压等级减半的高效、低成本和高可靠性的开关电源。

参照附图4，在第一开关管Q1和第二开关管Q2串联，驱动相位相差180°的条件下，输入560V满载输出并且相同电感L情况下，现有BOOST与本实用新型的交错串联三电平BOOST电感L电流纹波波形比较图，图中实线为现有 BOOST电感L电流纹波波形，虚线为本实用新型的交错串联三电平BOOST电感L电流纹波波形，由附图4可知，交错控制三电平Boost电感L电流纹波峰峰值仅为现有Boost的28％，纹波频率为现有Boost的2倍。

交错串联三电平Boost电感L电流纹波ΔIPPinterleave与传统Boost电感L电流纹波比值记为γeff，即

满载输出时，γeff随输入电压变化的曲线如附图5所示。

本实用新型的交错串联三电平Boost电感L磁芯损耗Pfeinterleave与现有Boost 电感L电流纹波比值记为γPfe，即

满载输出时，γPfe随输入电压变化的曲线如附图6所示，由附图6可知，本实用新型的交错串联三电平Boost的电感L磁芯损耗降低非常明显。

由

计算母线电容纹波电压u，其中i(t)为图4中的纹波电流，C为母线电容。计算560V输入时，现有Boost和本实用新型的交错串联三电平Boost的母线纹波电压波形如附图7所示，图中实线为现有Boost母线纹波电压，虚线为本实用新型的交错串联三电平Boost的母线纹波电压。从图8可以看到，若母线电容容量相同，本实用新型交错串联三电平Boost纹波电压峰峰值仅为现有Boost的14.3％。

Boost电感L电流连续时，总BUS电压依然有Vbus＝Vin/(1-D)的关系，D 为第一开关管Q1、第二开关管Q2驱动的占空比。第一电容C1为薄膜电容，电压为Vp；第二电容C2为薄膜电容，电压为Vn；Vp＝Vn＝Vbus/2。

第一电容C1和第二电容C2均选用600V/12uF的薄膜电容，在250V输入， 27.5V/120A输出时，设计Vbus＝770V，测试第一电容C1上的纹波电压峰峰值波形如附图8所示。图中可以看到，纹波电压峰峰值约为8V，纹波系数仅为2％；说明母线不需要大容量的电解电容也可以有效地做到较小的纹波电压。

在250V输入，27.5V/120A输出时，设计Vbus＝770V，测试第一电容C1和第二电容C2上的纹波电流波形如下附图9所示。图中可以看到，纹波电流有效值约为7A左右；法拉电子600V/12uF规格的薄膜电容C3D1U126JB00380允许的最大纹波电流有效值Imax＝12A，因此说明该实用新型方案，母线电容选用薄膜电容，在纹波电压和纹波电流两方面，都能满足要求。

本实用新型工作原理简述如下：前级BOOST的第一开关管与第二开关管的驱动相位相差180°，形成交错控制方式，负载较小时，通过控制第一开关管和第二开关管的开通占空比不一致，从而达到第一电容和第二电容的电压相等；负载较大时，后级的交错并联谐振变换可以使第一电容和第二电容的电压自主相等，第一开关管和第二开关管的开通占空比保持一致即可。

综上所述，仅需要一个电感的条件下，三电平BOOST变压器采用交错驱动，电感电流的纹波大幅减小，可有效减少电感损耗，有效抑制母线电容上的纹波电压和纹波电流，并且由BOOST变换器、谐振变换器和整流电路组成功率半导体器件耐压等级减半的高效、低成本和高可靠性的开关电源。

以上所述仅为本实用新型的实施例，并非因此限制本实用新型的专利范围，凡是利用本实用新型说明书及附图内容所作的等同变换，或直接或间接运用在相关的技术领域，均同理包括在本实用新型的专利保护范围内。