一种宽增益的LLC谐振变换器的制作方法

本发明涉及一种宽增益的LLC谐振变换器，属于电力电子变换器技术领域，尤其属于隔离型直流- 直流电能变换技术领域。

背景技术：

近年来，直流变换器被广泛应用于生活中的各个领域，特别是在直流微电网、电能路由器和直流配电网、以及电动汽车充电等方面备受关注，在电力电子研究中占据的地位也愈加重要。

LLC谐振变换器因其拓扑优势，不仅可以实现零电压开关、零电流开关，还容易将谐振储能元件集成到变压器中，使其具有很高的功率密度和变换效率，然而近年来，随着应用场合增多，对变换器带载能力有了更高的要求，所以在轻载和空载工况下的研究也尤为重要。传统的LLC谐振变换器在额定工作条件下一般选择工作在谐振频率附近，然而当输入电压升高或者运行在轻载工况时会出现工作频率过高，效率下降，甚至输出电压不可控的问题。

为了解决在输入电压升高或者轻载工况下电压不可控的问题，有学者提出了在轻载工况时将LLC 谐振变换器由调频调压转换为PWM调压，通过改变开关管的占空比解决在轻载工况下变换器工作不稳定的问题，这种方法虽然改变了输入谐振腔的能量，但是占空比过小时在谐振腔内会出现电流断流的情况，无法为即将导通的开关管的体二极管提供续流通路，从而丧失了ZVS，效率无法得到提高。

技术实现要素：

本发明提供了一种宽增益的LLC谐振变换器，以解决现有技术难以适应过宽的输入电压以及轻载失控的问题。

为了实现上述目的，本发明提供的技术方案如下：

所述一种宽增益的LLC谐振变换器包括四组桥臂开关管Q1至Q8，和一个模态切换开关管Q9，所述模态切换开关管Q9的漏极与B、C桥臂的下桥臂开关管Q4、Q6的源极相连，所述模态切换开关Q9的源极与电源负极相连；A、B桥臂的中点连接第一谐振腔(Lr1，Cr1，T1)，C、D桥臂的中点连接第二谐振腔 (Lr2，Cr2，T2)；所述开关管Q1至Q9的栅极均与控制器相连。

所述四组桥臂开关管和模态切换开关管均为MOSFET。

所述宽增益的LLC谐振变换器副边整流滤波电路为两个桥式全波整流电路或者两个中心抽头式全波整流电路。

所述开关管由所述控制器按照以下控制策略工作：

所述一种宽增益的LLC谐振变换器在输入电压处于正常范围或者变换器工作在额定负载工况下时，所述控制器输出两组触发脉冲分别控制Q1、Q2、Q3、Q4和Q5、Q6、Q7、Q8，控制模态切换开关管Q9处于常通状态，所述LLC谐振变换器工作在两相全桥模态。

所述LLC谐振变换器的输入电压升高或者负载变轻时，所述控制器输出B、D桥臂的上桥臂开关管Q3、Q7的触发脉冲占空比由0.5以速度v逐渐降低至0并且维持常断状态，下桥臂开关管Q4、Q8的触发脉冲占空比由0.5以速度v逐渐升高至1并且维持常通状态，同时输出两组触发脉冲分别控制Q1、Q2和Q5、Q6，控制模态切换开关管Q9处于常通状态，所述LLC谐振变换器工作在两相半桥模态。

所述LLC谐振变换器的输入电压继续升高或者负载继续变轻时，所述控制器输出触发脉冲控制B、 C桥臂的上桥臂开关管Q3、Q5处于常断状态，下桥臂开关管Q4、Q6处于常通状态，控制模态切换开关 Q9处于常断状态，将两个谐振腔串联，A、D桥臂组成全桥控制，然后D桥臂的上桥臂开关管Q7的触发脉冲占空比由0.5以速度v逐渐降低至0并且维持常断状态，下桥臂开关管Q8的触发脉冲占空比由0.5以速度v逐渐升高至1并且维持常通状态，由单相全桥模态切换至单相半桥模态。

所述速度v为：所述控制器通过检测并且计算输出电压与给定电压的差值e，设置开关管触发脉冲占空比升高或者降低的速度为v＝vo+k*e；其中，k为比例系数，vo为基础速度，根据控制器的运算速度给定。

本发明提供一种宽增益的LLC谐振变换器，通过增加一个模态切换开关管，将两相全桥交错并联 LLC谐振电路进行多模态变换。额定工况下利用两个谐振腔进行交错控制，减小了输出电流的纹波，然后通过所述控制器对各桥臂开关管和模态切换开关管进行控制，有效解决了在LLC谐振变换器工作在输入电压过高或者轻载工况下输出电压不可控的问题。

本发明具有如下有益效果：

(1)变换器各种工作模态下都将两个谐振腔有效利用，元件利用率高；

(2)变换器整个电压增益范围都可以实现软开关，变换效率高，易于高频化；

(3)在额定负载范围内，两相交错控制，提高功率等级，输出电流纹波小；

(4)四种工作模态有效拓宽电压增益，为传统LLC谐振变换器电压增益的4倍；

附图说明

附图1为本发明提供的一种宽增益的LLC谐振变换器；

附图2为本发明提供的一种副边整流电路采用中心抽头式整流的宽增益的LLC谐振变换器；

附图3为本发明提供的一种副边整流电路采用桥式整流的宽增益的LLC谐振变换器；

附图4至附图7为本发明在不同工况下的四种工作模态等效电路图；

附图8至附图10分别为两相全桥模态切换两相半桥模态、两相半桥模态切换单相全桥模态、单相全桥模态切换单相半桥模态时的开关管触发脉冲图；

附图11至附图15分别为两相全桥模态、两相全桥模态切换两相半桥模态、两相半桥模态、单相全桥模态、单相半桥模态的主要工作波形。

以上附图中的符号名称：UIN为直流电源；Q1、Q2、Q3、Q4、Q5、Q6、Q7和Q8为四组桥臂开关管； Q9为模态切换开关管；Lr1、Cr1和T1为第一谐振腔谐振电感、谐振电容、变压器；Lr2、Cr2和T2为第二谐振腔谐振电感、谐振电容、变压器；在副边整流电路为两个桥式全波整流电路的情况下，D1、D2、D3和 D4为第一谐振腔的整流二极管，D5、D6、D7和D8为第二谐振腔的整流二极管；在副边整流电路为两个中心抽头式全波整流电路的情况下，D1和D2为第一谐振腔的整流二极管，D3和D4为第二谐振腔的整流二极管；Co为输出滤波电容；RL为负载电阻；Vg1、Vg2、Vg3、Vg4、Vg5、Vg6、Vg7、Vg8和Vg9分别为开关管 Q1、Q2、Q3、Q4、Q5、Q6、Q7、Q8和Q9的触发脉冲；iLr1和iLr2分别为流过谐振电感Lr1和Lr2的电流；uCr1和uCr2分别为谐振电容Cr1和Cr2两端的电压；iD1、iD2、iD3和iD4为流过整流二极管D1、D2、D3和D4的电流；t0、t1、t2、t3和t4为时间。

具体实施方式

下面将结合本发明中的附图对本发明的技术方案进行清楚、完整地描述。

本发明提供了一种宽增益的LLC谐振变换器，来解决在LLC谐振变换器工作在输入电压过高或者轻载情况下输出电压不可控的问题。

如附图1所示，所述一种宽增益的LLC谐振变换器包括四组桥臂开关管Q1至Q8，和一个模态切换开关管Q9，所述模态切换开关管Q9的漏极与B、C桥臂的下桥臂开关管Q4、Q6的源极相连，所述模态切换开关管Q9的源极与电源负极相连；A、B桥臂的中点连接第一谐振腔(Lr1，Cr1，T1)，C、D桥臂的中点连接第二谐振腔(Lr1，Cr1，T1)；所述开关管Q1至Q9的栅极均与控制器相连。

如附图2和附图3所示，附图1中的宽增益的LLC谐振变换器副边整流电路为两个桥式全波整流电路或者两个中心抽头式全波整流电路。

本发明具体工作原理为：

为使LLC变换器适用于宽输入范围场合，大量专家学者做了深入的研究，其中主流的方法大致可以分为以下四类：

(1)精确模型与参数优化，对整个拓扑建模以及参数设计进行优化，使电压增益在拓扑条件允许下达到最大；

(2)多级变换器，将LLC谐振变换器进行级联，前级变换器的输出作为后级变换器的输入，通过对各级变换器综合控制拓宽整体变换器的电压增益；

(3)拓扑变换，对原有拓扑进行改造，来拓宽变换器的电压增益；

(4)调制方法变换，在控制方面进行优化，优化控制方法及参数，在拓扑结构不变的情况下发挥最大价值；

本发明中所述的LLC谐振变换器，将两组变换器在输入侧并联连接，通过增加一个模态切换开关管Q9，在不同的工况下对模态切换开关管Q9以及其他四组桥臂开关管进行调整，进而拓宽了整个变换器的电压增益范围，解决了LLC谐振变换器工作在输入电压过高或者轻载情况下输出电压不可控的问题。

本发明中的所述控制器控制模态切换开关管Q9以及四组桥臂开关管按照以下方式工作：

附图4至附图7所示为变换器在不同工作模态下的等效电路图，其中常闭开关管以导线代替。

下面以附图2所示的副边整流电路采用两个中心抽头式全波整流电路的LLC谐振变换器为例，说明本发明的工作原理。

附图8至附图10分别为两相全桥模态切换两相半桥模态、两相半桥模态切换单相全桥模态、单相全桥模态切换单相半桥模态时的开关管触发脉冲，Vg1、Vg2分别对应A桥臂开关管Q1、Q2的触发脉冲， Vg3、Vg4分别对应B桥臂开关管Q3、Q4的触发脉冲，Vg5、Vg6分别对应C桥臂开关管Q5、Q6的触发脉冲， Vg7、Vg8分别对应D桥臂开关管Q7、Q8的触发脉冲，Vg9对应模态切换开关管Q9的触发脉冲。

附图11至附图15分别给出了两相全桥模态、两相全桥模态切换两相半桥模态、两相半桥模态、单相全桥模态、单相半桥模态的主要工作波形。

t0时刻之前，本发明所述的LLC谐振变换器工作在两相全桥模态，等效电路图如附图4，附图11 给出了在此模态下的主要工作波形。两个谐振腔处于并联状态，模态切换开关管Q9处于常闭状态，流过第二谐振腔的电流iLr2滞后第一谐振腔四分之一周期，iLr1，iLr2为两个相位相差九十度的近似正弦波，相应的，uCr1，uCr2为两个相位相差九十度的近似正弦波，变压器副边电流iD1和iD3，iD2和iD4相位相差二分之一周期，通过两组谐振腔并联输出，有效减小了输出电流纹波。

LLC谐振变换器的频率反映了电压增益的大小，工作频率太低时会进入容性区有直通的风险，工作频率太高时会产生效率降低甚至电压失调的问题，所以本发明所述的控制器以频率为切换工作模态依据，输入电压升高时，本发明所述的控制器检测到工作频率持续大于fmax，如附图8中的t0至t1时间段，所述控制器输出触发脉冲Vg1，Vg2，Vg5，Vg6，Vg9与之前相同，Vg3，Vg7的占空比以速度v逐渐减小至0，Vg4， Vg8的占空比以速度v逐渐升高至1，保证了输出变换器的能量逐渐较小，减小了输出电压的脉动，此过程所述LLC谐振变换器的主要工作波形如附图12。

当切换工作完成时，所述LLC谐振变换器进入两相半桥工作模态，等效电路图如附图5，工作频率降至fmax以下，主要工作波形如附图13，与两相全桥模态不同之处在于，输入两个谐振腔的能量都减小了一半，uCr1，uCr2为两个相位相差九十度的正弦交流分量分别加上等同于输入电压二分之一的直流分量，其他元件的工作波形与两相全桥模态相同。

当输入电压继续升高时，本发明所述的控制器检测到工作频率持续大于fmax，如附图9中的t2时间之后，所述控制器输出触发脉冲Vg1，Vg2，Vg3，Vg4与两相半桥模态相同，Vg5，Vg9占空比为0，Vg6占空比为1，Vg7与Vg2相同，Vg8与Vg1相同，此时所述的LLC谐振变换器进入单相全桥工作模态，两个谐振腔串联连接，谐振电感变为并联连接的2倍，谐振电容变为并联连接的二分之一，谐振频率保持不变。等效电路图如附图6，主要工作波形如附图14，iLr1与iLr2相同，uCr1，uCr2分别为一个直流分量加一个正弦交流分量，并且uCr1，uCr2之和为正弦交流量，iD1和iD3相位一致，iD2和iD4相位一致。

对于相同的工作频率，两相半桥工作模态与单相全桥工作模态电压增益相同，在单相全桥模态下，工作频率依然大于fmax,如附图10中的t3至t4时间段，所述控制器输出触发脉冲Vg1，Vg2，Vg3，Vg4，Vg5，Vg6，Vg9与之前相同，Vg7的占空比以速度v逐渐减小至0，Vg8的占空比以速度v逐渐升高至1，最终进入单相半桥模态，等效电路图如附图7，主要工作波形如附图15，iLr1与iLr2相同，uCr1，uCr2分别为一个直流分量加一个正弦交流分量，并且uCr1，uCr2之和为一个正弦交流分量加上等同于输入电压二分之一的直流分量，iD1和iD3相位一致，iD2和iD4相位一致。

所述最大工作频率fmax取所设计电路工作频率的最大值。

所述速度v为：所述控制器通过检测并且计算输出电压与给定电压的差值e，设置开关管触发脉冲占空比升高或者降低的速度为v＝vo+k*e；其中，k为比例系数，vo为基础速度，根据控制器的运算速度给定。

在全桥模态切换半桥模态过程中，所述控制器根据输出电压的波动大小实时调整开关管占空比增加或减小的速度，保证输出电压的稳定。

根据上述工作过程的描述可知，本发明通过工作模态的切换，解决在LLC谐振变换器工作在输入电压过高或者轻载情况下输出电压不可控的问题，满足宽输入电压变换或者负载波动较大应用场合的需求。

以上所述，仅为本发明较佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应该以权利要求的保护范围为准。