基于COT控制的内部纹波补偿电路的制作方法

本实用新型涉及电源领域，具体涉及一种基于COT控制的内部纹波补偿电路。

背景技术：

随着电子技术的飞速发展，作为电子系统心脏的电源也获得了空前进展。开关电源和线性电源是现代电子电源发展的两个主要方面，开关电源以小型、轻量和高效率的特点被广泛应用于以电子计算机为主导的各种终端设备、通信设备等电子设备。随着对开关电源的要求越来越高，控制电路的研究成为人们关注的热点。为了保证电子设备高效、可靠的工作，需要其供电电源具有高轻载效率和快速的负载瞬态响应速度，传统脉冲宽度调制(Pulse Width Modulation，PWM)开关变换器控制技术，如电压型控制和电流型控制，无法满足该要求。恒定导通时间(Constant On-Time，COT) 控制技术是一种脉冲频率调制(Pulse Frequency Modulation，PFM)控制技术。它使幵关变换器的功率开关管在一个固定的时间间隙内导通，通过控制关断时间实现控制信号占空比的调节，以维持输出电压的稳定。与传统 PWM控制技术相比，基于输出纹波的COT控制具有轻载效率高、瞬态响应速度快、控制环路简单等优点，在工业界和学术界得到了广泛的关注和研究。但是输出电容的容性特征导致输出电压相对于电流信息存在一定的相位滞后特性，因此对于直接利用输出电压的纹波进行控制的变换器系统来说，足够大的输出电容的等效串联电阻ESR是系统稳定所必需的条件。这样就要求输出电容的ESR不能太小，当输出电容的ESR较小时，COT控制的开关变换器系统将会出现次谐波振荡现象，这样不但没有达到减小输出电压纹波的目的，反而恶化了输出电压纹波。

在一些紧凑型、高性能的电子产品中，需要对供电电压的纹波足够小、瞬态响应速度够快，且对整体系统集成度有严格的限制，这样就需要选用具有低ESR、体积小的贴片式钽电容或者陶瓷电容。为了解决开关变换器系统对ESR的依赖，往往需要控制系统对自身的输出电压纹波进行补偿以弥补输出电压ESR纹波的不足，从而增加系统在低ESR应用中的稳定性。传统的补偿方法是在变换器电感两端并联分立元件构建纹波产生电路，实现一个幅值满足要求且与电感电流同频同相的纹波信号，最后叠加在反馈信号FB端以保证控制系统稳定工作。可见传统的补偿方法往往需要使用额外的外部元器件来实现补偿，这样就增加了整个控制系统的复杂程度与成本。

传统技术的缺点在于：由于使用外部分立元器件实现纹波补偿，纹波补偿参数受外围元器件变化影响，补偿效果不能达到最优，且增加了整个系统复杂度和成本的上升，从而降低市场的竞争力。

技术实现要素：

本实用新型的目的在于解决现有技术不足，提供一种通过在芯片内部增加PMOS管M3、电阻RC和电容CC的集成元件，即可实现纹波补偿电路，增强COT控制系统的环路稳定性、电路集成一致性高，从而使得系统稳定性设计具有均一性且基于COT控制的内部纹波补偿电路。本实用新型的另一目的是提供一种在芯片内部增加集成元件实现纹波补偿，无需使用外部分立元器件实现纹波补偿且基于COT控制的内部纹波补偿电路。

本实用新型的第一个技术解决方案是所述基于COT控制的升压变换器的内部纹波补偿电路，其特殊之处在于，包括：电压输入端、功率管、整流管、电感、比较器、导通时间控制电路、电阻、RS触发器、补偿电容、输出电容；所述输出端电压的分压作为反馈电压作用于比较器，反馈电压与比较器的基准电压比较；比较器得到的输出信号作用于RS触发器用来控制功率管导通或者整流管导通；当输出端电压低于预设电压时，反馈电压低于基准电压，功率管导通、整流管截止，电感储能，同时，导通时间控制电路开始计时；到达预设时间后，导通时间控制电路控制RS触发器，使功率管截止、整流管导通，电感对输出电容释放能量，纹波补偿电路产生纹波电压；纹波电压使反馈电压大于基准电压，避免电路因输出电容的串联电阻过小而出现次谐波振荡。

作为优选：所述应用于基于COT控制的同步升压变换器的内部纹波补偿电路包括：电压输入端VIN、电感L、功率管NMOS管M2、第一整流管PMOS 管M1、第二整流管PMOS管M3、RS触发器、比较器、第一反馈电阻R1和第二反馈电阻R2、第三电阻RC、第四电阻RESR、电容CC、输出电容COUT、导通时间控制电路；所述电压输入端VIN依次通过电感L、第一整流管PMOS管M1的源极S和漏极D、第四电阻RESR、输出电容COUT后接地，所述第二整流管 PMOS管M3的源极S与第一整流管PMOS管M1的源极S连接、所述第二整流管PMOS管M3的漏极D通过第三电阻RC与第一整流管PMOS管M1的漏极D连接，第一反馈电阻R1的一端与第一整流管PMOS管M1的漏极D连接、第一反馈电阻R1的另一端串联第二反馈电阻R2接地，电容CC的一端连接在第二整流管PMOS管M3的漏极D与第三电阻RC的公共端，电容CC的另一端连接第一反馈电阻R1、第二反馈电阻R2的节点与比较器的反相输入端公共端，所述功率管NMOS管M2的漏极D与第一整流管PMOS管M1的源极S连接、功率管 NMOS管M2的源极S接地，功率管NMOS管M2的栅极G、第一整流管PMOS管 M1的栅极G和第二整流管PMOS管M3的栅极G共同接入所述RS触发器的Q 端，所述RS触发器S端与所述比较器的输出端连接、所述RS触发器R端与导通时间控制电路的输出端连接，所述比较器的正相输入端接收基准电压VREF；所述第一整流管PMOS管M1漏极D的电压设为输出端电压；

当输出端VOUT电压低于预设的目标电压时，即输出端VOUT的电压值被第一反馈电阻R1和第二反馈电阻R2分压后的电压FB低于基准电压VREF 时，比较器输出高电平，RS触发器的S端为高电平，RS触发器的输出Q变为高电平，功率管NMOS管M2导通，第一整流管PMOS管M1和第整流管PMOS 管M3截止，电感电流线性增加，电感储存能量；

在RS触发器的输出Q变为高电平时，导通时间控制电路开始计时，当计时到预设时间时，导通时间控制电路输出高电平，对RS触发器进行复位使得RS触发器输出Q为低电平，功率管NMOS管M2截止，第一整流管PMOS 管M1和第二整流管PMOS管M3导通，电感电流线性减小，电感释放能量；

在第一整流管PMOS管M1和第二整流管PMOS管M3截止时，电容CC上、下极板的电压分别为输出端电压VOUT和反馈电压FB，在第一整流管PMOS管 M1和第二整流管PMOS管M3导通时，由于电感L对输出电容COUT释放能量，在电阻RC上产生一个电压降VRC，因电容CC两极的电压差不能突变的特性，即电容CC两极电压差不能突变，电容CC上、下极板的电压分别近似为 (VOUT+VRC)和(FB+VRC)；纹波电压VRC近似叠加在反馈电压FB上，使系统在第一整流管PMOS管M1导通时反馈点上的电压FB大于基准电压VREF，避免输出电容COUT的串联电阻RESR过小导致系统出现次谐波振荡，增强了系统的稳定性。

作为优选：所述基于COT控制的非同步升压变换器的内部纹波补偿电路，电压输入端VIN、电感L、功率管NMOS管M2、续流二极管D1、整流管PMOS管M3、RS触发器、比较器、第一反馈电阻R1和第二反馈电阻R2、第三电阻RC、第四电阻RESR、电容CC、输出电容COUT、导通时间控制电路；所述电压输入端VIN依次通过电感L、续流二极管D1、第四电阻RESR、输出电容 COUT后接地，所述第一反馈电阻R1的一端与续流二极管D1的负极连接、第一反馈电阻R1的另一端串联第二反馈电阻R2后接地，所述功率管NMOS管 M2的漏极D和整流管PMOS管M3的源极S与续流二极管D1的正极连接，功率管NMOS管M2的源极S接地，功率管NMOS管M2的栅极G和整流管PMOS管 M3的栅极G与所述RS触发器的Q端连接，整流管PMOS管M3的漏极D通过、第三电阻RC接入续流二极管D1的负极，电容CC的一端连接整流管PMOS管 M3的漏极D与第三电阻RC的公共端，电容CC的另一端连接第一反馈电阻R1、第二反馈电阻R2的节点与比较器反相输入端的公共端，所述比较器的输出端与所述RS触发器S端连接，所述比较器的正相输入端接收基准电压 VREF；所述RS触发器R端与导通时间控制电路连接，所述续流二极管D1的电压设为输出端电压；

当输出端电压VOUT低于预设的目标电压时，即输出端的电压值VOUT被第一反馈电阻R1和第二反馈电阻R2分压后的电压FB低于基准电压VREF时，比较器输出高电平，RS触发器的S端为高电平，RS触发器的输出Q变为高电平，功率管NMOS管M2导通，续流二极管D1和整流管PMOS管M3截止，电感电流线性增加，电感储存能量；

在RS触发器的输出Q变为高电平时，导通时间控制电路开始计时，当计时到预设时间时，导通时间控制电路输出高电平，对RS触发器进行复位使得RS触发器输出Q为低电平，功率管NMOS管M2截止，续流二极管D1和整流管PMOS管M3导通，电感电流线性减小，电感释放能量；

在续流二极管D1和整流管PMOS管M3截止时，电容CC上、下极板的电压分别为输出端VOUT和反馈电压FB，在续流二极管D1和整流管PMOS管M3导通时，由于电感L对输出电容COUT释放能量，在电阻RC上产生一个电压降VRC，因电容CC两极的电压差不能突变的特性，即电容CC两极电压差不能突变，电容CC上、下极板的电压分别近似为(VOUT+VRC)和(FB+VRC)；纹波电压VRC近似叠加在反馈电压FB上，使系统在续流二极管D1导通时反馈点上的电压FB 大于基准电压VREF，避免输出电容COUT的串联电阻RESR过小导致系统出现次谐波振荡，增强了系统的稳定性。

本实用新型的第二个技术解决方案是所述基于COT控制的同步降压变换器的内部纹波补偿电路，其特殊之处在于，包括：电压输入端、功率管、整流管、电感、比较器、导通时间控制电路、电阻、RS触发器、反相器、补偿电容、输出电容；所述输出端电压的分压作为反馈电压作用于比较器，反馈电压与比较器的基准电压比较；比较器得到的输出信号经作用于RS触发器、反相器反转180度相位用来控制功率管导通或者整流管导通；当输出端电压低于预设电压时，反馈电压低于基准电压，功率管导通、整流管截止，电感储能，同时，导通时间控制电路开始计时；到达预设时间后，导通时间控制电路控制RS触发器和反相器反转相位，使功率管截止、整流管导通，电感对输出电容释放能量，纹波补偿电路产生纹波电压；纹波电压使反馈电压大于基准电压，避免电路因输出电容的串联电阻过小而出现次谐波振荡。

作为优选：基于COT控制的同步降压变换器的内部纹波补偿电路，其电压输入端VIN、功率管M1、电感L、第一整流管NMOS管M2、第二整流管 NMOS管M3、比较器、RS触发器、导通时间控制电路、反相器、第一反馈电阻R1和第二反馈电阻R2、第三电阻RC、第四电阻RESR、第五电阻RR，第一电容CC、第二电容COUT；

所述电压输入端VIN依次通过功率管PMOS管M1的源极S和漏极D、电感 L、第四电阻RESR、第二电容COUT后接地，第一整流管NMOS管M2的漏极D与功率管M1的漏极D连接，第一整流管NMOS管M2的源极S接地，功率管PMOS 管M1的栅极G、第一整流管NMOS管M2的栅极G、第二整流管NMOS管M3的栅极G连接后接入反相器的输出端，第二整流管NMOS管M3的漏极D连接在功率管PMOS管M1的漏极D和第一整流管NMOS管M2的漏极D的节点与电感L 的公共端，第二整流管NMOS管M3的源极S分两路中的一路的第三电阻RC接地，另一路连接第一电容CC的一端，第一电容CC的另一端接入比较器的正相输入端与第五电阻RR的公共端，所述比较器的正相输入端通过第五电阻RR接收基准电压VREF，所述第一反馈电阻R1的一端连接在电感L与第四电阻RESR的公共端、第一反馈电阻R1的另一端串联第二反馈电阻R2后接地，比较器的反相输入端与第一反馈电阻R1和第二反馈电阻R2的公共端连接，比较器的输出端与所述RS触发器的S端连接，所述RS触发器的R端与所述导通时间控制电路连接、RS触发器的Q端与反相器的输入端连接，所述电感L与第四电阻RESR相连的公共节点电压设为输出端电压；

当输出端电压VOUT低于预设的目标电压时，即输出端的电压值VOUT被第一反馈电阻R1和第二反馈电阻R2分压后的电压FB低于基准电压VREF时，比较器输出高电平，RS触发器的S端为高电平，RS触发器的输出Q变为高电平并使反相器反转相位，功率管PMOS管M1导通，第一整流管NMOS管M2和第二整流管NMOS管M3截止，电感L电流线性增加，电感储存能量；

在RS触发器的输出Q变为高电平的同时，导通时间控制电路开始计时，当计时到预设时间时，导通时间控制电路输出高电平，对RS触发器进行复位使得触发器输出Q为低电平，功率管PMOS管M1截止，第一整流管 NMOS管M2和第二整流管NMOS管M3导通，电感电流线性减小，电感对输出释放能量；

在第一整流管NMOS管M2和第二整流管NMOS管M3截止时，电容CC上、下极板的电压分别为0和VREF，在第一整流管NMOS管M2和第二整流管NMOS 管M3导通时，电感对输出电容COUT释放能量，电阻RC上产生一个电压降 (-VRC)，由于输出电容COUT两极的电压差不能突变的特性，即电容CC两极电压差不能突变，电容CC上、下极板的电压分别近似为(-VRC)和 (VREF-VRC)，纹波电压(-VRC)近似叠加在基准电压VREF上，使系统在第一整流管NMOS管M2导通时反馈点上的电压FB大于VREF-VRC，避免因输出电容COUT的串联电阻RESR过小导致系统出现次谐波振荡，增强了系统的稳定性。

作为优选：基于COT控制的非同步降压变换器的内部纹波补偿电路，包括：电压输入端VIN、电感L、功率管M1、续流二极管D1、整流管NMOS管 M3、比较器、RS触发器、导通时间控制电路、反相器、第一反馈电阻R1和第二反馈电阻R2、第三电阻RC、第四电阻RESR、第五电阻RR，第一电容CC、第二电容COUT；所述电压输入端VIN依次通过功率管PMOS管M1的源极S和漏极D、电感L、第四电阻RESR、第二电容COUT后接地，功率管PMOS管M1的漏极D连接续流二极管D1后接地，整流管NMOS管M3的栅极G连接在功率管 PMOS管M1的栅极G与反相器输出端的公共端上，整流管NMOS管M3的源极S 通过第三电阻RC接地，整流管NMOS管M3的漏极D连接在功率管PMOS管M1的栅极G与电感L的公共端，所述第一反馈电阻R1的一端连接在电感L与第四电阻RESR的公共端上、第一反馈电阻R1的另一端串联第二反馈电阻R2后接地，所述第一电容CC的一端与所述整流管NMOS管M3的源极S连接、第一电容CC的另一端连接在比较器的正相输入端与第五电阻RR的公共端，所述比较器的反相输入端连接在第一反馈电阻R1和第二反馈电阻R2的公共端，所述比较器的输出端与所述RS触发器的S端连接，所述RS触发器的R 端与所述导通时间控制电路连接，RS触发器的Q端与反相器的输入端连接，所述电感L与第四电阻RESR相连的公共节点电压设为输出端电压；

当输出端电压VOUT低于预设的目标电压时，即输出端的电压值VOUT被第一反馈电阻R1和第二反馈电阻R2分压后的电压FB低于基准电压VREF时，比较器输出高电平，RS触发器的S端为高电平，RS触发器的输出Q变为高电平，功率管PMOS管M1导通，续流二极管D1和整流管NMOS管M3均截止，电感L电流线性增加，电感储存能量；

在RS触发器的输出Q变为高电平时，导通时间控制电路开始计时，当计时到预设时间时，导通时间控制电路输出高电平，对RS触发器进行复位使得触发器输出Q为低电平，功率管PMOS管M1截止，续流二极管D1和整流管NMOS管M3导通，电感电流线性减小，电感对输出释放能量；

在整流管NMOS管M3截止时，电容CC上、下极板的电压分别为0和VREF，在续流二极管D1和整流管NMOS管M3导通时，电感对输出电容COUT释放能量，电阻RC上产生一个电压降(-VRC)，因输出电容COUT两极的电压差不能突变的特性，即电容CC两极电压差不能突变，电容CC上、下极板的电压分别近似为(-VRC)和(VREF-VRC)，纹波电压(-VRC)近似叠加在基准电压VREF上，使系统在续流二极管D1和整流管NMOS管M3导通时反馈点上的电压FB大于 VREF-VRC，避免因输出电容COUT的串联电阻RESR过小导致系统出现次谐波振荡，增强了系统的稳定性。

与现有技术相比，本实用新型的有益效果:

⑴本实用新型采用内部纹波补偿，即在芯片内增加集成元件实现纹波补偿、不需要额外的外部元器件，电路简单。

⑵本实用新型采用内部纹波补偿，电路集成一致性和集成精度高从而使得系统稳定性设计具有均一性。

⑶本实用新型的电路成能大幅度降低整个系统的成本，具有市场竞争力。

⑷本实用新型的电路能够解决在同步升压变换器电路、非同步升压变换器电路、同步降压变换器电路、非同步降压变换器电路中实现纹波补偿。

⑸本实用新型通过在芯片内部增加三个集成元件(PMOS管M3、电阻RC 和电容CC)即可实现纹波补偿电路，增强COT控制系统的环路稳定性，电路简单成本低廉。本实用新型提出的内部纹波补偿电路不需要额外的外部元器件而且电路结构简单成本低廉，电路集成一致性高从而使得系统稳定性设计具有均一性。

⑹采用该方法可以有效的增强基于COT控制的同步降压变换器的稳定性，而且能够大幅度降低整个系统的成本，且一致性好。

附图说明

图1为本实用新型应用于基于COT控制的升压变换器的系统方框图；

图2为本实用新型应用于基于COT控制的非同步升压变换器的系统方框图；

图3为本实用新型应用于基于COT控制的同步降压变换器系统方框图；

图4本实用新型应用于基于COT控制的非同步降压变换器系统方框图。

具体实施方式

本实用新型下面将结合附图作进一步详述：

本实用新型的第一个技术解决方案是所述基于COT控制的升压变换器的内部纹波补偿电路，包括：电压输入端、功率管、整流管、电感、比较器、导通时间控制电路、电阻、RS触发器、补偿电容、输出电容；所述输出端电压的分压作为反馈电压作用于比较器，反馈电压与比较器的基准电压比较；比较器得到的输出信号作用于RS触发器用来控制功率管导通或者整流管导通；当输出端电压低于预设电压时，反馈电压低于基准电压，功率管导通、整流管截止，电感储能，同时，导通时间控制电路开始计时；到达预设时间后，导通时间控制电路控制RS触发器，使功率管截止、整流管导通，电感对输出电容释放能量，纹波补偿电路产生纹波电压；纹波电压使反馈电压大于基准电压，避免电路因输出电容的串联电阻过小而出现次谐波振荡。

请参阅图1所示，所述应用于基于COT控制的同步升压变换器的内部纹波补偿电路包括：电压输入端VIN、电感L、功率管NMOS管M2、第一整流管PMOS管M1、第二整流管PMOS管M3、RS触发器、比较器、第一反馈电阻R1和第二反馈电阻R2、第三电阻RC、第四电阻RESR、电容CC、输出电容COUT、导通时间控制电路；所述电压输入端VIN依次通过电感L、第一整流管PMOS 管M1的源极S和漏极D、第四电阻RESR、输出电容COUT后接地，所述第二整流管PMOS管M3的源极S与第一整流管PMOS管M1的源极S连接、所述第二整流管PMOS管M3的漏极D通过第三电阻RC与第一整流管PMOS管M1的漏极 D连接，第一反馈电阻R1的一端与第一整流管PMOS管M1的漏极D连接、第一反馈电阻R1的另一端串联第二反馈电阻R2接地，电容CC的一端连接在第二整流管PMOS管M3的漏极D与第三电阻RC的公共端，电容CC的另一端连接第一反馈电阻R1、第二反馈电阻R2的节点与比较器的反相输入端公共端，所述功率管NMOS管M2的漏极D与第一整流管PMOS管M1的源极S连接、功率管NMOS管M2的源极S接地，功率管NMOS管M2的栅极G、第一整流管PMOS 管M1的栅极G和第二整流管PMOS管M3的栅极G共同接入所述RS触发器的 Q端，所述RS触发器S端与所述比较器的输出端连接、所述RS触发器R端与导通时间控制电路的输出端连接，所述比较器的正相输入端接收基准电压VREF；所述第一整流管PMOS管M1漏极D的电压设为输出端电压；

当输出端电压VOUT低于预设的目标电压时，即输出端的电压值VOUT被第一反馈电阻R1和第二反馈电阻R2分压后的电压FB低于基准电压VREF时，比较器输出高电平，RS触发器的S端为高电平，RS触发器的输出Q变为高电平，功率管NMOS管M2导通，第一整流管PMOS管M1和第整流管PMOS管M3截止，电感电流线性增加，电感储存能量；

在RS触发器的输出Q变为高电平时，导通时间控制电路开始计时，当计时到预设时间时，导通时间控制电路输出高电平，对RS触发器进行复位使得RS触发器输出Q为低电平，功率管NMOS管M2截止，第一整流管PMOS 管M1和第二整流管PMOS管M3导通，电感电流线性减小，电感释放能量；

在第一整流管PMOS管M1和第二整流管PMOS管M3截止时，电容CC上、下极板的电压分别为输出端电压VOUT和反馈电压FB，在第一整流管PMOS管 M1和第二整流管PMOS管M3导通时，由于电感L对输出电容COUT释放能量，在电阻RC上产生一个电压降VRC，因电容CC两极的电压差不能突变的特性，即电容CC两极电压差不能突变，电容CC上、下极板的电压分别近似为(VOUT+VRC) 和(FB+VRC)；纹波电压VRC近似叠加在反馈电压FB上，使系统在第一整流管 PMOS管M1导通时反馈点上的电压FB大于基准电压VREF，避免输出电容COUT的串联电阻RESR过小导致系统出现次谐波振荡，增强了系统的稳定性。

请参阅图2所示，所述基于COT控制的非同步升压变换器的内部纹波补偿电路，电压输入端VIN、电感L、功率管NMOS管M2、续流二极管D1、整流管PMOS管M3、RS触发器、比较器、第一反馈电阻R1和第二反馈电阻R2、第三电阻RC、第四电阻RESR、电容CC、输出电容COUT、导通时间控制电路；所述电压输入端VIN依次通过电感L、续流二极管D1、第四电阻RESR、输出电容COUT后接地，所述第一反馈电阻R1的一端与续流二极管D1的负极连接、第一反馈电阻R1的另一端串联第二反馈电阻R2后接地，所述功率管NMOS管 M2的漏极D和整流管PMOS管M3的源极S与续流二极管D1的正极连接，功率管NMOS管M2的源极S接地，功率管NMOS管M2的栅极G和整流管PMOS管 M3的栅极G与所述RS触发器的Q端连接，整流管PMOS管M3的漏极D通过、第三电阻RC接入续流二极管D1的负极，电容CC的一端连接整流管PMOS管 M3的漏极D与第三电阻RC的公共端，电容CC的另一端连接第一反馈电阻R1、第二反馈电阻R2的节点与比较器反相输入端的公共端，所述比较器的输出端与所述RS触发器S端连接，所述比较器的正相输入端接收基准电压VREF；所述RS触发器R端与导通时间控制电路连接，所述续流二极管D1的电压设为输出端电压；

当输出端电压VOUT低于预设的目标电压时，即输出端的电压值VOUT被第一反馈电阻R1和第二反馈电阻R2分压后的电压FB低于基准电压VREF时，比较器输出高电平，RS触发器的S端为高电平，RS触发器的输出Q变为高电平，功率管NMOS管M2导通，续流二极管D1和整流管PMOS管M3截止，电感电流线性增加，电感储存能量；

在RS触发器的输出Q变为高电平时，导通时间控制电路开始计时，当计时到预设时间时，导通时间控制电路输出高电平，对RS触发器进行复位使得RS触发器输出Q为低电平，功率管NMOS管M2截止，续流二极管D1和整流管PMOS管M3导通，电感电流线性减小，电感释放能量；

在续流二极管D1和整流管PMOS管M3截止时，电容CC上、下极板的电压分别为输出端VOUT和反馈电压FB，在续流二极管D1和整流管PMOS管M3导通时，由于电感L对输出电容COUT释放能量，在电阻RC上产生一个电压降VRC，因电容CC两极的电压差不能突变的特性，即电容CC两极电压差不能突变，电容CC上、下极板的电压分别近似为(VOUT+VRC)和(FB+VRC)；纹波电压VRC近似叠加在反馈电压FB上，使系统在续流二极管D1导通时反馈点上的电压FB 大于基准电压VREF，避免输出电容COUT的串联电阻RESR过小导致系统出现次谐波振荡，增强了系统的稳定性。

本实用新型的第二个技术解决方案是所述基于COT控制的降压变换器的内部纹波补偿电路，包括：电压输入端、功率管、整流管、电感、比较器、导通时间控制电路、电阻、RS触发器、反相器、补偿电容、输出电容；所述输出端电压的分压作为反馈电压作用于比较器，反馈电压与比较器的基准电压比较；比较器得到的输出信号经作用于RS触发器、反相器反转180度相位用来控制功率管导通或者整流管导通；当输出端电压低于预设电压时，反馈电压低于基准电压，功率管导通、整流管截止，电感储能，同时，导通时间控制电路开始计时；到达预设时间后，导通时间控制电路控制RS触发器和反相器反转相位，使功率管截止、整流管导通，电感对输出电容释放能量，纹波补偿电路产生纹波电压；纹波电压使反馈电压大于基准电压，避免电路因输出电容的串联电阻过小而出现次谐波振荡。

请参阅图3所示，基于COT控制的同步降压变换器的内部纹波补偿电路，其电压输入端VIN、功率管M1、电感L、第一整流管NMOS管M2、第二整流管NMOS管M3、比较器、RS触发器、导通时间控制电路、反相器、第一反馈电阻R1和第二反馈电阻R2、第三电阻RC、第四电阻RESR、第五电阻RR，第一电容CC、第二电容COUT；所述电压输入端VIN依次通过功率管PMOS管M1的源极S和漏极D、电感L、第四电阻RESR、第二电容COUT后接地，第一整流管 NMOS管M2的漏极D与功率管M1的漏极D连接，第一整流管NMOS管M2的源极S接地，功率管PMOS管M1的栅极G、第一整流管NMOS管M2的栅极G、第二整流管NMOS管M3的栅极G连接后接入反相器的输出端，第二整流管NMOS 管M3的漏极D连接在功率管PMOS管M1的漏极D和第一整流管NMOS管M2的漏极D的节点与电感L的公共端，第二整流管NMOS管M3的源极S分两路中的一路的第三电阻RC接地，另一路连接第一电容CC的一端，第一电容CC的另一端接入比较器的正相输入端与第五电阻RR的公共端，所述比较器的正相输入端通过第五电阻RR接收基准电压VREF，所述第一反馈电阻R1的一端连接在电感L与第四电阻RESR的公共端、第一反馈电阻R1的另一端串联第二反馈电阻R2后接地，比较器的反相输入端与第一反馈电阻R1和第二反馈电阻 R2的公共端连接，比较器的输出端与所述RS触发器的S端连接，所述RS 触发器的R端与所述导通时间控制电路连接、RS触发器的Q端与反相器的输入端连接，所述电感L与第四电阻RESR相连的公共节点电压设为输出端电压；

当输出端电压VOUT低于预设的目标电压时，即输出端的电压值VOUT被第一反馈电阻R1和第二反馈电阻R2分压后的电压FB低于基准电压VREF时，比较器输出高电平，RS触发器的S端为高电平，RS触发器的输出Q变为高电平并使反相器反转相位，功率管PMOS管M1导通，第一整流管NMOS管M2和第二整流管NMOS管M3截止，电感L电流线性增加，电感储存能量；

在RS触发器的输出Q变为高电平的同时，导通时间控制电路开始计时，当计时到预设时间时，导通时间控制电路输出高电平，对RS触发器进行复位使得触发器输出Q为低电平，功率管PMOS管M1截止，第一整流管NMOS管M2和第二整流管NMOS管M3导通，电感电流线性减小，电感对输出释放能量；

在第一整流管NMOS管M2和第二整流管NMOS管M3截止时，电容CC上、下极板的电压分别为0和VREF，在第一整流管NMOS管M2和第二整流管NMOS 管M3导通时，电感对输出电容COUT释放能量，电阻RC上产生一个电压降 (-VRC)，由于输出电容COUT两极的电压差不能突变的特性，即电容CC两极电压差不能突变，电容CC上、下极板的电压分别近似为(-VRC)和 (VREF-VRC)，纹波电压(-VRC)近似叠加在基准电压VREF上，使系统在第一整流管NMOS管M2导通时反馈点上的电压FB大于VREF-VRC，避免因输出电容COUT的串联电阻RESR过小导致系统出现次谐波振荡，增强了系统的稳定性。

请参阅图4所示，基于COT控制的非同步降压变换器的内部纹波补偿电路，包括：电压输入端VIN、电感L、功率管M1、续流二极管D1、整流管 NMOS管M3、比较器、RS触发器、导通时间控制电路、反相器、第一反馈电阻R1和第二反馈电阻R2、第三电阻RC、第四电阻RESR、第五电阻RR，第一电容CC、第二电容COUT；所述电压输入端VIN依次通过功率管PMOS管M1的源极 S和漏极D、电感L、第四电阻RESR、第二电容COUT后接地，功率管PMOS管 M1的漏极D连接续流二极管D1后接地，整流管NMOS管M3的栅极G连接在功率管PMOS管M1的栅极G与反相器输出端的公共端上，整流管NMOS管M3的源极S通过第三电阻RC接地，整流管NMOS管M3的漏极D连接在功率管PMOS 管M1的栅极G与电感L的公共端，所述第一反馈电阻R1的一端连接在电感 L与第四电阻RESR的公共端上、第一反馈电阻R1的另一端串联第二反馈电阻 R2后接地，所述第一电容CC的一端与所述整流管NMOS管M3的源极S连接、第一电容CC的另一端连接在比较器的正相输入端与第五电阻RR的公共端，所述比较器的反相输入端连接在第一反馈电阻R1和第二反馈电阻R2的公共端，所述比较器的输出端与所述RS触发器的S端连接，所述RS触发器的R 端与所述导通时间控制电路连接，RS触发器的Q端与反相器的输入端连接，所述电感L与第四电阻RESR相连的公共节点电压设为输出端电压；

当输出端电压VOUT低于预设的目标电压时，即输出端的电压值VOUT被第一反馈电阻R1和第二反馈电阻R2分压后的电压FB低于基准电压VREF时，比较器输出高电平，RS触发器的S端为高电平，RS触发器的输出Q变为高电平，功率管PMOS管M1导通，续流二极管D1和整流管NMOS管M3均截止，电感L电流线性增加，电感储存能量；

在RS触发器的输出Q变为高电平时，导通时间控制电路开始计时，当计时到预设时间时，导通时间控制电路输出高电平，对RS触发器进行复位使得触发器输出Q为低电平，功率管PMOS管M1截止，续流二极管D1和整流管NMOS管M3导通，电感电流线性减小，电感对输出释放能量；

在整流管NMOS管M3截止时，电容CC上、下极板的电压分别为0和VREF，在续流二极管D1和整流管NMOS管M3导通时，电感对输出电容COUT释放能量，电阻RC上产生一个电压降(-VRC)，因输出电容COUT两极的电压差不能突变的特性，即电容CC两极电压差不能突变，电容CC上、下极板的电压分别近似为(-VRC)和(VREF-VRC)，纹波电压(-VRC)近似叠加在基准电压VREF上，使系统在续流二极管D1和整流管NMOS管M3导通时反馈点上的电压FB大于VREF-VRC，避免因输出电容COUT的串联电阻RESR过小导致系统出现次谐波振荡，增强了系统的稳定性。

本实用新型的第三个技术解决方案是所述基于COT控制的升压变换器纹波补偿电路的控制方法，包括以下步骤：

⑴输出端电压VOUT经第一反馈电阻R1和第二反馈电阻R2分压，得到分压电压；

⑵所述分压电压作为反馈电压作用于比较器，反馈电压FB与比较器的基准电压VREF比较，比较器得到输出信号；

⑶所述比较器输出信号作用于RS触发器用来控制功率管导通或者整流管导通；

⑷当输出端电压VOUT低于预设电压时，反馈电压FB低于基准电压VREF，功率管导通、整流管截止、电感储能，同时，导通时间控制电路开始计时；

⑸当计时到达预设时间时，导通时间控制电路控制RS触发器，使功率管截止、整流管导通；

⑹电感将步骤⑷中的储能释放给输出电容COUT、第三电阻RC产生压降，进而使得第一电容CC产生纹波电压；

⑺纹波电压叠加到反馈电压FB上，叠加纹波电压后的反馈电压FB大于基准电压VREF，使得电路不会产生谐波振荡，系统稳定。

本实用新型的第四个技术解决方案是所述基于COT控制的降压变换器纹波补偿电路的控制方法，包括以下步骤：

⑴输出端电压VIN经第一电阻R1和第二电阻R2分压，得到分压电压；

⑵所述分压电压作为反馈电压FB作用于比较器，反馈电压FB与比较器的基准电压VREF比较，比较器得到输出信号；

⑶所述比较器输出信号作用于RS触发器得到RS触发器输出信号；

⑷所述RS触发器输出信号通过反相器用来控制功率管导通或者整流管导通；

⑸当输出端电压VOUT低于预设电压时，反馈电压FB低于基准电压VREF，功率管导通、整流管截止、电感储能，同时，导通时间控制电路开始计时；

⑹当计时到达预设时间时，导通时间控制电路控制RS触发器进而控制反相器，使功率管截止、整流管导通；

⑺电感将步骤⑸中的储能释放给输出电容COUT、第三电阻RC产生负压降，进而使得第一电容CC产生纹波电压；

⑻纹波电压叠加到基准电压VREF上，反馈电压FB大于叠加纹波后的基准电压VREF，使得电路不会产生谐波振荡，系统稳定。

以上所述仅为本实用新型的较佳实施例，凡依本实用新型权利要求范围所做的均等变化与修饰，皆应属本实用新型权利要求的涵盖范围。