一种同步整流控制电路及其控制方法与流程

本发明涉及一种同步整流控制电路及其控制方法，特别涉及应用在副边反馈控制的同步整流控制电路及其控制方法。

背景技术：

反激式隔离变换器的原边控制方案中，需要将输出电压或电流信息反馈到原边控制器实现闭环控制。常用的反馈技术有副边反馈和原边反馈。其中，副边反馈的任务由器件tl431、光耦及辅助器件组成的隔离放大器来完成。变换器的输出电压与基准电压经过tl431比较放大之后给出误差信号，该误差信号以电流的方式流经光耦的输入端，光耦的输出端从原边控制器fb端口抽取电流产生相应的误差电压，该电压用来调节原边功率管的占空比，从而将变换器的输出电压稳定在设定值。这种反馈技术具有精度高的特点，但是上述tl431、光耦、辅助器件等增加了变换器系统板的空间，而且光耦不能在高温下工作，易于老化。

相对而言，原边反馈技术(psr)没有副边反馈器件，仅通过检测辅助绕组上的电压来获得变换器输出电压的信息。因为辅助绕组上的电压与副边绕组上的电压成比例，具体为绕组的匝比，则可以根据辅助绕组上的电压对功率管的占空比进行调节，使得变换器的输出电压稳定在设定值。然而，原边反馈存在固有的缺陷：①受到整流器件压降的影响，所采辅助绕组上的电压并不是真正意义上的变换器输出电压；②受到辅助绕组和副边绕组匝比的影响，此匝比随生产工艺存在一定程度的变化；③受到原边采样电路的影响，原边控制器并不能精确地采样到辅助绕组的电压。因此，采用原边反馈技术的变换器输出电压精度有限。

公开号为cn105610306a的中国发明专利申请针对上述反馈技术的不足，提出了一种图1所示的副边反馈控制方法。具体来说，副边控制器采样变换器的输出电压并与基准电压经过比较器进行比较，比较的结果反映了输出电压在基准的下方或上方；副边控制器根据比较的结果选择开关单元的两种不同阻态，从而将反馈信息以变化压降的形式加压到副边绕组上；副边绕组电压反射到辅助绕组，原边控制器检测辅助绕组上的电压变化，来判断变换器输出电压高于基准或低于基准；若变换器输出电压高于基准，则逐周期减小原边开关管的开通占空比，直到检测到输出电压低于基准，反之，则逐周期增加原边开关管的开通占空比，直到检测到输出电压高于基准，如此循环往复，将输出电压稳定在设定值。

公开号为cn105610306a的中国发明专利申请提出的副边阻态变化即为编码，原边检测电压变化即为解码。编码过程发生在消磁阶段，消磁电流在不同的阻态上产生压降加到副边绕组上，两种阻态的阻抗差别越大，两种压降的差越大，原边控制器越好检测。原边的检测方法是将本周期采样的辅助绕组电压与上个周期比较，如果比上个周期大，则说明副边选择了高阻态，反之，则为低阻态。由于上述专利文献提出的整个控制方案会使得变换器的输出电压存在一定的低频纹波，则相邻两个周期的输出电压变化达到设置的阈值时，就会在原边造成错误的判断，使得环路失去控制。为了提高原边检测的可靠性，在发明专利申请cn105610306a的基础上，产生了一个公开号为cn107612334a的中国发明专利申请，它通过检测同一个周期内，辅助绕组分压后的电压fa在消磁时间段内是否有一个电压上升斜率来判断输出电压是否偏高或者偏低，如图2所示，由于该方案在具体实施的时候有局限性，提出了申请公布号为cn109298224a的中国发明专利，公开号为cn107612334a的中国发明专利具体局限内容可以参考申请公布号为cn109298224a的中国发明专利背景技术中描述，申请公布号为cn109298224a的中国发明专利中使用辅助绕组分压后fa电压va的一个上升斜率、一个下降斜率和上升斜率与下降斜率之间的持续时间三个信号共同判断是否产生了有效的输出电压偏高信号，该原边信号检测方法可以实现该种副边控制方案，但是有一个缺点，同步整流就是用来减小副边整流的损耗的，因此同步整流mos管选型时导通内阻越小越好，由于芯片内部关断阈值是固定的，因此选择使用内阻相对比较小的同步整流mos管的时候，不管输出电压是偏高还是偏低，同步整流关断点对应的电流还比较大，同步整流mos管两端在关断时刻都会产生一个比较大的斜率使两端的电压升高，判断为上升斜率都有效，同时因为关断点对应的电流比较大，关断后继续消磁的时间都比较长，都大于检测时间，消磁结束都会产生一个下降斜率，所以不管输出是偏高还是偏低都会达到上升斜率、下降斜率及上升斜率和下降斜率之间的保持时间三个条件，因此引发误判现象。

技术实现要素：

为了能够让副边反馈控制方案能够应用在任何规格下的同步整流mos管内阻下，需要优化副边控制同步整流驱动电路的方案，因此在发明专利申请公开号为cn105610306a和cn107612334a的中国发明专利，以及申请公布号为cn109298224a的中国发明专利的基础上，本发明提出一种新的副边反馈同步整流控制方案，对专利技术的具体应用进行延伸。

申请公布号为cn109298224a的中国发明专利中原边采样电路采样辅助绕组经过采样电阻分压后的电压，经过采样延时电路延时后，首先检测一个上升沿，当上升沿的幅度和斜率达到要求后开始计时，在消磁结束的时候检测一个下降沿，检测到下降沿后计时时间tx如果大于tc，那么判定为输出电压偏高(状态1)，基于这种原边信号采样方式，提出的方案如下：

一种同步整流控制方法，适用于副边反馈控制方式的电路中，副边反馈控制方式的电路至少包括变压器、同步整流控制电路、同步整流mos管和检测及解码电路；同步整流控制电路内部设定开通阈值、第一关断阈值、第二关断阈值和第三关断阈值；

在消磁阶段，变压器的副边绕组有电流流过，同步整流mos管漏源极电压变化，当同步整流mos管漏极和源极电压达到开通阈值时发出高电平驱动信号，同步整流mos管漏源极电压随着消磁电流变化，达到第一关断阈值后，如果输出电压偏高，则快速关断同步整流mos管，变压器原边绕组产生一个较大的上升斜率，检测及解码电路检测到上升斜率后开始计时，当消磁结束检测到下降沿后结束计时，计时时间超过设定值，因此判定输出电压偏高，减小占空比；如果输出电压偏低，则同步整流mos管达到第一关断阈值时不关断同步整流mos管，同步整流驱动信号继续保持高电平，当消磁电流减小到同步整流mos管漏源极电压达到第二阈值的时候，同步整流驱动驱动信号开始缓慢下降，消磁电流继续减小，此时变压器原边绕组上产生一个较小的上升斜率，检测及解码电路无法检测到，消磁电流继续减小让同步整流mos管漏源极电压达到第三关断阈值的时候，快速拉低同步整流驱动信号，同步整流控制电路判断输出电压偏低，因此增加占空比。

一种同步整流控制电路，应用于上述同步整流控制方法，包括检测及编码电路、同步整流驱动电路，其中检测及编码电路包括阈值检测电路、阈值生成电路、输出电压检测电路和逻辑控制电路，同步整流驱动电路包括软关电路和信号放大电路。

所述的阈值检测电路采样同步整流mos管漏源极两端电压并和内部设定的阈值做比较后输出相应的控制信号给逻辑控制电路，所述的阈值生成电路生成开通阈值、第一关断阈值、第二关断阈值、第三关断阈值；所述的输出电压检测电路检测输出电压并判定输出电压是否超过预设的基准电压，并输出信号给逻辑控制电路；所述的逻辑控制电路处理阈值检测电路和输出电压检测电路输出的信号，输出一个控制信号vgsr给信号放大电路，信号放大电路将控制信号vgsr放大后输出同步整流驱动信号gate_sr；所述的软关断电路的第一输入端连接检测及编码电路，第二输入端通过软关电阻rsoft连接同步整流驱动信号gate_sr，用来实现软关断功能。

优选的，阈值检测电路包括比较器1、比较器2、比较器3、比较器4，比较器1的正向输入端接阈值生成电路输出的开通阈值，比较器1的负向输入端采样同步整流mos管漏源极两端电压，比较器1的输出端输出同步整流开通控制信号von1给逻辑控制电路；比较器2的正向输入端连接比较器1的负向输入端，比较器2的负向输入端连接阈值生成电路输出的第一关断阈值，比较器2的输出端输出同步整流关断控制信号voff1给逻辑控制电路；比较器3的正向输入端连接比较器1的负向输入端，比较器3的负向输入端连接阈值生成电路输出的第二关断阈值，比较器3的输出端输出同步整流关断控制信号voff2给逻辑控制电路和软关电路；比较器4的正向输入端连接比较器1的负向输入端，比较器4的负向输入端连接阈值生成电路输出的第三关断阈值，比较器4的输出端输出同步整流关断控制信号voff3给逻辑控制电路；输出电压检测电路由比较器5组成，比较器5的正向输入端检测输出电压，比较器5的负向输入端连接基准电压，比较器5的输出端输出电压偏低或者偏高的信号voh给逻辑控制电路；逻辑控制电路的输出端输出控制信号vgsr到同步整流驱动电路的信号放大电路。

软开关电路包括nmos管302、nmos管309、nmos管303、限流电阻rm、开关sw、软关电阻rsoft，信号放大电路包括nmos管307、nmos管306、反相器304，开关sw一端连接控制信号vgsr，另外一端接nmos管307的栅极和nmos管309的漏极，控制开关sw的控制端ctrol连接到nmos管302的漏极，同时通过限流电阻rm连接到内部电源，nmos管307的漏极连接内部电源，nmos管307的源极接nmos管306的漏极，并输出同步整流驱动信号gate_sr到同步整流mos管的栅极，nmos管306的源极接参考地，nmos管306的栅极连接反相器304的输出端，反相器304的输入端连接控制信号vgsr；nmos管302的栅极、nmos管309的栅极和nmos管303的栅极连接同步整流关断控制信号voff2，nmos管302的源极、nmos管309的源极和nmos管303的源极接参考地；nmos管303的漏极通过软关电阻rsoft连接同步整流驱动信号gate_sr。

本发明的具体工作原理如下：

开关电源由每一个开关周期不断的重复来实现的，一个周期包含变压器的激磁(原边开关mos管(命名为s1)开通)和消磁(变压器副边有电流)以及谐振时间，在本发明中主要涉及消磁阶段。当原边mos管(s1)关断，副边绕组电压反向，同步整流mos管的漏源电压从正压变为负压，副边绕组电流首先经过同步整流mos管的体二极管，当同步整流mos管漏源电压低于设定的开通阈值后，比较器1输出一个高电平的同步整流开通信号von1，因为此时漏源电压没有高于其他设定阈值，因此其余同步整流关断控制信号，输出为低电平，逻辑控制电路输出一个瞬间变化的高电平信号vgsr，然后输入同步整流驱动电路，因为voff2是低电平，因此开关sw的控制端电压ctrol为高电平，开关闭合，因此控制信号vgsr通过sw输入到nmos管307的栅极，经过电流放大后输出高电平的同步整流驱动信号gate_sr，控制同步整流mos管开通，副边绕组电流流过同步整流mos管的沟道，因为副边绕组电流(消磁电流)是线性减小的，所以vd2端的负向电压减小，实际电压矢量值(带符号的值)增加，当电压高于阈值vt2后，比较器2输出一个高电平控制信号voff1，此时输出电压检测电路检测输出电压的分压值，根据输出电压不同分两种工作模式，第一种如果输出电压偏高(记为状态1)，输出电压检测电路输出一个高电平的voh信号给逻辑控制电路，逻辑控制电路输出的信号vgsr瞬间变低电平(硬关断)，nmos管307关断，反相器304输出高电平，驱动nmos管306开通，gate_sr迅速变低，快速关断同步整流mos管，从而剩余消磁电流流过同步整流体二极管，同步整流漏源电压快速负向升高产生一个较大的斜率，通过变压器反馈到辅助绕组上面经过分压电阻采样进入原边采样电路采样到一个上升斜率，然后开始计时，当消磁结束的时候同步整流mos管漏源电压产生一个上升斜率，通过变压器反射到辅助绕组上产生一个下降斜率，通过分压电阻分压后进入原边采样电路，采样到下降沿后结束计时，计时时间会比设定值大，因此判定为输出电压偏高，从而原边控制电路减小占空比，减少原边激磁能量，让输出电压回落；第二种工作模式，当同步整流漏源电压高于vt2，比较器输出一个高电平控制信号voff2，此时输出电压检测电路检测输出电压，如果输出电压偏低(记为状态0)，则voh持续输出低电平，逻辑控制电路输出的信号vgsr保持高电平不变，副边消磁电流继续减小，当同步整流mos管漏源极电压高于阈值vt3后，比较器3输出一个高电平信号voff2，此时逻辑控制电路输出信号vgsr继续保持高电平，同步整流驱动电路中的nmos管302被开通，开关sw的控制端信号ctrol信号变为低电平，开关断开，nmos管栅极电压被nmos管309拉低，nmos管303同样开通，驱动电压gate_sr通过电阻rsoft缓慢放电，具体波形如图11所示，此时同步整流mos管没有完全关断，但是因为驱动信号缓慢下降，所以根据mos管的工作特性可知它的内阻会增加，所以同步整流mos管的漏源电压会增加，但是因为内阻变化缓慢所以漏源电压增加的速度也非常缓慢，因此漏源电压波形产生一个非常小的斜率，通过变压器反射到辅助绕组上面经过分压电阻后进入原边采样电路的信号也只有一个非常小的上升斜率，因此原边上升沿判断电路无法检测到有效的上升沿，因此时间检测电路不会计时，消磁电流继续减小，当mos管漏源电压达到vt4，则比较器4输出一个同步整流管关断信号voff3，逻辑控制电路输出的信号vgsr瞬间变低电平，反相器304输出高电平，驱动nmos管306开通，gate_sr迅速变低，快速关断同步整流mos管，因为原边检测电路没有检测到有效的上升沿因此最终控制信号vctrl输出为低电平，调节占空比增加，使激磁能量上升，消磁能量也增加，从而让输出电压回升。

本发明的有益效果在于：

1、让输出电压偏高和偏低的时候同步整流漏源电压变化斜率差异化增加，让原边检测电路更容易判断，提高可靠性；

2、在同步整流mos管内阻较小的时候同样不会造成输出电压高低的误判；

3、通过软关断减少副边电流经过体二极管的时间，提高同步整流效率。

附图说明

图1为cn105610306a提出的副边反馈控制方法的电路原理图；

图2为cn109298224a提出的原边检测电路的原理框图；

图3为cn109298224a在输出偏高时硬关断的部分节点波形；

图4为cn109298224a在输出电压偏低时硬关断的部分节点波形；

图5为本发明的同步整流控制电路应用于副边反馈控制方式的电路中的原理图；

图6为本发明的同步整流控制电路的原理框图；

图7为本发明的检测及编码电路的原理框图；

图8为本发明的检测及编码电路的电路原理图；

图9为本发明同步整流驱动电路的原理框图；

图10为本发明同步整流驱动电路的电路原理图；

图11为本发明在输出电压偏低时软关断的部分节点波形；

图12为本发明各个关断阈值点的示意图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图5，附图6，附图7，附图8，附图9，附图10对本发明中的重要环节进一步详细说明。同步整流控制电路120包括检测及编码电路112，同步整流驱动电路113，其中检测及编码电路包括阈值检测电路，阈值生成电路，输出电压检测电路，逻辑控制电路，同步整流驱动电路包括软关电路，信号放大电路。阈值检测电路采样同步整流mos管漏源极两端电压并和内部设定的阈值做比较后输出相应的控制信号给逻辑控制电路，所述的阈值生成电路生成开通阈值、第一关断阈值、第二关断阈值、第三关断阈值；所述的输出电压检测电路检测输出电压并判定输出电压是否超过预设的基准电压，并输出信号给逻辑控制电路；所述的逻辑控制电路处理阈值检测电路和输出电压检测电路输出的信号，输出一个控制信号vgsr给信号放大电路，信号放大电路将控制信号vgsr放大后输出同步整流驱动信号gate_sr；所述的软关断电路的第一输入端连接检测及编码电路，第二输入端通过软关电阻rsoft连接同步整流驱动信号gate_sr，用来实现软关断功能。

检测及编码电路各模块的连接关系为：比较器1的负向输入端、比较器2的正向输入端、比较器3的正向输入端、比较器4的正向输入端相互连接，并且连接到同步整流管漏极经过一个串联电阻rd后的一端vd2，比较器1的正向输入端连接阈值生成电路输出的开通阈值，比较器1的输出端输出的信号von1连接逻辑控制电路，比较器2的负向输入端连接阈值生成电路输出的第一关断阈值vt1，比较器2的输出端输出的信号voff1连接逻辑控制电路，比较器3的负向输入端连接阈值生成电路输出的第二关断阈值vt2，比较器3的输出端输出的信号voff2连接逻辑控制电路，同时输出到同步整流驱动电路，比较器4的负向输入端连接阈值生成电路输出的第三关断阈值vt3，比较器4的输出端输出的信号voff3连接逻辑控制电路，输出电压检测电路由比较器5组成，比较器5的正向输入端fb连接副边输出电压经过分压电阻rout1和rout2分压后的节点，比较器5的负向输入端接一个2.5v的基准电压，比较器5的输出端输出信号voh并连接逻辑控制电路；逻辑控制电路的输出端输出控制信号vgsr并连接到同步整流驱动电路的信号放大电路中，信号放大电路是用来放大控制信号的驱动能力的。

同步整流驱动电路各模块的连接关系为：开关sw一端连接信号vgsr，另外一端接nmos管307的栅极和nmos管309的漏极，控制开关sw的控制端ctrol连接到nmos管302的漏极，同时连接一个限流电阻rm到内部电源，nmos管307的漏极连接内部电源，源极接nmos管306的漏极，并输出同步整流驱动信号gate_sr到外部同步整流mos管的栅极，nmos管306的源极接参考地，栅极连接反相器304的输出端，反相器304的输入端连接控制信号vgsr，nmos管302的栅极连接关断信号voff2，源极接参考地，nmos管309的栅极接关断信号voff2，源极接参考地，nmos管303的栅极接关断信号voff2，源极接参考地，漏极接软关电阻rsoft，电阻rsoft的另外一端连接同步整流驱动信号gate_sr。

如图11，给出了输出电压偏低情况下一些关键节点的波形示意图，vgs(s1)为原边mos管的驱动信号，vgs(sr)为副边同步整流的驱动信号，vd2为同步整流mos管漏极经过串联电阻后的波形，实际vd1和vd2波形基本一致，is为副边绕组上面的电流波形，ids为流经副边同步整流mos管沟道的电流，idio为流经副边同步整流mos管体二极管的电流。因为控制策略集中在消磁阶段，因此仅对该阶段的过程进行阐述，消磁阶段中首先vd2的电压达到开通阈值后同步整流管开通，消磁电流is线性下降，当电流达到第二关断阈值的时候，驱动电压开始缓慢下降，驱动电压下降造成同步整流mos管的内阻会缓慢增加，因此vd2的电压会负向增加，但是斜率非常小，因为内阻增加缓慢，当内阻增加一定程度vd2的负向电压和同步整流管体二极管压降相同时体二极管也流过一定电流，当消磁电流非常小，vd2负向电压减小达到第三关断阈值的时候驱动电压迅速拉低，关断同步整理mos管。

具体原理因为在发明内容中已经详细介绍，因此不再赘述。

根据上述内容，按照本领域的普通技术知识和惯用手段，在不脱离本发明上述检测上升沿的思想前提下，本发明的检测电路还有其它的实施方式；因此本发明还可以做出其它多种形式的修改、替换或变更，均落在本发明权利保护范围之内。