用于电流源型双变压器双向DC-DC变换器的控制方法与流程

本发明涉及用于电流源型双变压器双向dc-dc变换器的控制方法，属于电力电子领域的隔离高频功率变换方向。

背景技术：

双向dc-dc变换器广泛应用在能量储存系统，电动车以及固态变压器等领域。其中双有源桥变换器(dab)由于其固有的零电压关断(zvs)，高功率密度和电气隔离等优点得到了广泛的应用。传统的电压源型dab由两个有源全桥和一个高频变压器组成。在以往的文献中已经提出过多种控制方法。传统的单移相控制中可以实现所有开关管的零电压关断，但是在原副边电压匹配比偏离1的时候的时候不得不面临高平均电流和峰值电流等问题，并导致系统的不稳定和效率的降低。为了最小化漏感电流峰值，以及双移相和三移相控制等控制方法得到了应用，但是介于这种控制方法往往需要制订离线表格来产生控制变量，难以实现实时控制，同时输入电流纹波峰值依然很大，会减少电池等储能设备的寿命。因此要想扩展电压增益范围和最小化充电/放电电流纹波，电流源型dab是一种更好的选择。在合适的设计下，电流源型dab可以实现自然零电压关断，这是其他拓扑不具备的特性。传统的电流源型dab不适用于宽范围电压输入和宽范围电压输出的情况，因此双变压器的混合桥拓扑可以作为一种解决办法。增加的一个变压器可以扩展电压增益，同时避免了增加开关管数量。传统的控制策略保持了低压侧电压占空比始终保持50％，实现了低压侧电流脉动为零，对低压侧蓄电池等储能装置的寿命有好处。副边采用了伏秒平衡控制策略的，要实现零电压关断仍有可能产生较大的漏感电流纹波，致使漏感电流峰值较大，可靠性降低。

技术实现要素：

为了解决上述变换器不能实现双向功率流下宽电压输入范围、宽输出电压范围，漏感电流不够优化的问题，本发明公开的用于电流源型双变压器双向dc-dc变换器的控制方法要解决的技术问题是：提供一种漏感电流峰值及有效值最小化的控制方法，通过全数字控制变压器低压侧电压低电平占空比、高压侧高电平占空比以及变压器低压侧与高压侧电压移相角，实现变换器的宽输入电压范围和宽输出电压范围以及漏感电流峰值及有效值的优化，实现所有开关管的宽范围软开关，减小变换器的导通损耗及环流损耗，提高变换器的效率。

本发明的目的是通过下述技术方案实现的。

本发明公开的用于电流源型双变压器双向dc-dc变换器的控制方法，所述的电流源型双变压器双向dc-dc变换器由主电路和控制电路组成；所述主电路主要由高压侧全桥电路、高频变压器以及低压侧混合桥电路组成；控制电路包括控制器和驱动电路。所述的电流源型双向混合桥dc-dc变换器，通过给定输出电压，得到高压侧零电平的占空比，实现变压器输出测电压的匹配；通过确定低压侧高电平占空比和移相角、高压侧零电平占空比及两个变压器匝数的关系，控制上述变量使变换器工作在峰值电流最小化的模态，实现漏感电流峰值和有效值的优化，并实现所有开关管的宽范围软开关，提高变换器的转换效率。

本发明公开的用于电流源型双变压器双向dc-dc变换器的控制方法，所述的变换器主要由主电路和控制电路组成；所述主电路由高压侧全桥电路、高频变压器以及低压侧混合桥电路组成；控制电路包括控制器和驱动电路。主电路主要由低压侧全桥电路、高频变压器以及高压侧混合桥电路组成，所述的低压侧由两个升压半桥，包括四个mosfet(q1，q2，q3，q4)，和两个主流电感(l1，l2)以及钳位电容器c1组成，高压侧包括全桥和辅助半桥，包括四个开关管s1，s2，s3，s4。其中s3，s4是共用的一个支路，c2和c3是半桥的分压电容器，s1,s2则是组成全桥的另外一个支路。

主电路连接关系是：低压侧正极连接两个直流电感l1，l2,开关管q1，q2与q3，q4分别构成两个并联的桥臂，开关管q1的源极与q2的漏极相连于a点，开关管q3的源极与q4的漏极相连于b点，l1另一端连接于a点，l2另一端连接于b点。t1，t2两个变压器变比分别为1：n1和1：n2，两个变压器异名端相连，a，b两点分别连接在变压器原边剩余两根线上，其中lk为低压侧漏感，c点为与l1连接的支路上t1变压器原边连接点，d点为与l2连接的支路上t2变压器原边连接点。q1与q3的漏极相连并于钳位电容c1的一段相连，q2，q4的源极相连并连接钳位电容c1的另一端，并连接到低压侧电源的负极。两个变压器副边绕组的c点的两个同名端相连为f点，t1变压器上的异名端为e点，t2变压器上异名端为g点。高压侧s1源极与s2漏极相连与e点，s3源极与s4漏极相连于f点，分压电容c2与c3串联，连接点为g点，s1与s3的漏极以及c2的另一端相连并连接在高压侧负载正极，s2与s4的源极以及c3的另一端相连并连接在高压侧负载的负极。

dc-dc变换器控制电路主要由控制器和驱动电路和采样电路构成；控制器是以dsp控制器为核心，用于对由传感器采样得到的电压采样信号和电流采样信号进行转换，根据给定的钳位电容c1电压得到控制信号dp，即低压侧零电平占空比，并通过电压电流双闭环得到移相角控制信号φ，产生pwm驱动信号，用于调节实际电路的低压侧和高压侧之间的移相角φ，根据中的关系，由控制信号dp和移相角控制信号φ计算出高压侧的占空比控制信号ds。经过所述的用于电流源型双变压器双向dc-dc变换器的控制方法，保证开关管的大范围软开关以及减小无功损耗和漏感电流峰值，降低电流造成的电路通态损耗和环流损耗。驱动电路用于接收来自控制器的pwm信号，经过隔离和电压增强后为主电路的开关管(q1、q2、q3、q4、s1、s2、s3、s4)提供驱动电压。

所述的变换器为双向功率流，输入侧与输出侧互换。

本发明公开的用于电流源型双变压器双向dc-dc变换器的控制方法，包括以下步骤：

低压侧为输入侧时，控制方法如下：

步骤一：确定所述的电流源型双变压器双向dc-dc变换器的输入电压vl和输出电压vo-ref，以及负载范围要求。

步骤二、采样输出电压vo，钳位电容电压vc1和漏感电流ilk滤除开关纹波后的瞬时值；为使所述变换器工作在峰值电流最小化的模态，实现漏感电流峰值和有效值的优化，建立控制信号dp与原副边移相角控制信号φ以及低压侧的占空比ds和变压器t1，t2的匝比n1,n2的关系，并根据上述关系计算得出高压侧高电平占空比ds。

根据输出电压给定值vref由变压器匝比确定钳位电容电压vc1-ref，对采样得到的vc1作为反馈值，误差经过pi调节器之后得到低压侧占空比dp。

采样输出电压vo作为反馈值，将vref-vo经过数字pi调节后，作为电压电流双闭环内环给定，采样滤波后的漏感电流ilk作为反馈值，将误差经过pi调节得到原副边移相角控制信号φ。

为使所述变换器工作在峰值电流最小化的模态，实现漏感电流峰值和有效值的优化，高压侧占空比ds与原副边移相角控制信号φ以及低压侧零电平的占空比dp和变压器t1，t2的匝比n1,n2满足如下表达式

其中：φ为控制信号与原副边移相角控制信号，ds为高压侧的占空比,dp为低压侧零电平占空比，n1,n2分别为变压器t1,t2的变比。

根据上式表达式计算得出高压侧高电平占空比ds。

步骤三、所述的低压侧电压占空比ds，原副边移相角φ和高压侧电压零电平占空比dp已由步骤二得到。在数字控制电路的数字控制器中调节低压侧零电平电压占空比dp、原副边移相角φ和高压侧占空比ds获得开关控制信号，将所得的开关信号传递给驱动电路并驱动对应的开关管，即通过全数字控制实现宽范围输入，宽范围输出，电流峰值最小化，实现大范围软开关。

当高压侧为输入侧时，控制方法如下：

步骤ⅰ：确定所述的电流源型双变压器双向dc-dc变换器的输入电压vh和输出电压vo-ref，以及负载范围要求。

步骤ii：采样输出电压vo，钳位电容电压vc1和漏感电流ilk滤除开关纹波后的瞬时值；为使所述变换器工作在峰值电流最小化的模态，实现漏感电流峰值和有效值的优化，建立控制信号dp与原副边移相角控制信号φ以及低压侧的占空比ds和变压器t1，t2的匝比n1,n2的关系，并根据上述关系计算得出高压侧高电平占空比ds。

根据输入电压给定值vh由变压器匝比确定钳位电容电压vc1-ref，对采样得到的vc1作为反馈值，误差经过pi调节器之后得到高压侧零电平占空比dp。

采样输出电压vo作为反馈值，将vref-vo经过数字pi调节后，作为电压电流双闭环内环给定，采样滤波后的漏感电流ilk作为反馈值，将误差经过pi调节得到原副边移相角控制信号φ。

为使所述变换器工作在峰值电流最小化的模态，实现漏感电流峰值和有效值的优化，高压侧零电平占空比dp控制信号与原副边移相角控制信号φ以及低压侧的占空比ds和变压器t1，t2的匝比n1,n2满足如下表达式

其中：φ为控制信号与原副边移相角控制信号，ds为高压侧的占空比,dp为低压侧零电平占空比，n1,n2分别为变压器t1,t2的变比。

根据上式表达式计算得出高压侧高电平占空比ds。

步骤ⅲ、所述的低压侧电压占空比ds，原副边移相角φ和高压侧电压零电平占空比dp已由步骤ii得到。在数字控制电路的数字控制器中调节低压侧零电平电压占空比dp、原副边移相角φ和高压侧占空比ds获得开关控制信号，将所得的开关信号传递给驱动电路并驱动对应的开关管，即通过全数字控制实现宽范围输入，宽范围输出，电流峰值最小化，实现大范围软开关。

有益效果：

1、本发明公开的用于电流源型双变压器双向dc-dc变换器的控制方法，在多个可能的工作模态中选取电流峰值和平均值最小的模态，并建立控制信号与原副边移相角控制信号φ以及低压侧的占空比ds和变压器t1，t2的匝比n1,n2关系，并根据上述关系计算得出高压侧高电平占空比ds；对低压侧电压占空比，原副边移相角和高压侧电压零电平占空比的控制，能够电流峰值与平均值的最小化，并能够实现所有开关管的宽范围软开关，减小变换器的导通损耗及环流损耗，提高变换器的效率。

2、本发明公开的用于电流源型双变压器双向dc-dc变换器的控制方法，所述的电流源型双变压器双向dc-dc变换器拓扑，采用双变压器的设计，低压侧采用全桥电路，高压侧采用全桥与半桥的混合桥设计，能够实现电压的宽范围输入和宽范围输出。适合在宽负载和宽电压范围下工作。因此能够适应更大范围电压变化的的工况。

附图说明

图1为电流源型双变压器双向dc-dc变换器主电路；

图2为电流源型双变压器双向dc-dc变换器主电路控制框图；

图3为一个工频周期内的开关频率变化趋势。

图4为本发明公开的用于电流源型双变压器双向dc-dc变换器的控制方法的流程图。

具体实施方式

实施例1：

下面将结合附图和实施例对本发明加以详细说明，同时也叙述了本发明技术方案解决的技术问题及有益效果，需要指出的是，所描述的实施例仅旨在便于对本发明的理解，而对其不起任何限定作用。

以一种应用在蓄电池充电机中的变换器为实施例，基于图1所示电路实现。vl为低压侧直流端电压，变化范围为18～36v,vh为高压侧直流端电压，变化范围为250v～400v。变换器开关频率f为80khz。lk为变压器一次侧的漏感，漏感值为4.1μh，直流电感l1,l2电感值均为12μh，钳位电容c1的电容值为80μf，副边电容c2,c3电容值均为19.4μf，为实现双变压器的功率均分，变压器t1,t2的变比n1,n2均为1:5。变压器一次侧a,b两点之间的电压为vab,变压器二次侧c,d两点之间的电压为vcd，ilk为漏感电流，q1，q2，q3，q4，s1，s2，s3，s4分别代表对应开关管的门极信号。

本实施例用于电流源型双变压器双向dc-dc变换器的控制方法框图原理图如图2所示。以低压侧为输入侧为例。该控制方法包含一个调节变压器高压侧直流端电压vh的调节器，ilk最小化时dp与ds，vl，vh，与变压器变比n1，n2的条件关系。

本实施例公开的用于电流源型双变压器双向dc-dc变换器的控制方法及其电路拓扑工作过程如下：

当以低压侧为输入侧时，变换器开始上电工作后，数字控制器(dsptms320f28335)通过传感器采样高压侧的直流电压vo作为反馈。将vref-vo的值经过数字pi调节器和限幅器，输出的值在与低压侧输入电流il做差，再经过数字pi调节器和限幅器，输出的值φ作为两个有源桥之间的移相控制信号。通过传感器采样得到的低压侧钳位电压vc1作为反馈，将vc1-ref-vc1的值经过数字pi调节器和限幅器，输出的值即为低压侧零电平占空比dp，利用关系表达式

计算得出高压侧占空比ds。

驱动产生单元通过计算得到的φ，dp和ds三个控制变量产生对应的驱动信号，包括q1，q2，q3，q4，s1，s2，s3，s4。驱动信号的时序图与相关电路波形如图3所示。八个驱动信号在时序上的描述为：a)所有的驱动信号都是50％的方波信号；b)q1与q2互补、q3与q4互补、s1与s2互补、s3与s4互补；c)q4与q2占空比由dp控制，s1超前s3的时间由ds控制，q1和s3之间的相位差由φ控制。

利用φ，dp和ds控制八个驱动信号，即能够控制变换器的变压器高压侧钳位电压vc1，高压侧电压vh,以及vab与vcd的相位差。实现对变换器的功率控制。通过这种控制，能够让变换器具有宽范围的输入和输出，实现变换器漏感电流峰值的最小化和漏感电流有效值的优化，同时能够实现宽范围零电压关断。

以上所述的具体描述，对发明的目的、技术方案和有益效果进行进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施例而已，并不用于限定本发明的保护范围，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。