基于脉宽调制开关模式的转换器的模型预测控制的制作方法

本发明涉及用于控制电转换器的方法、计算机程序、计算机可读介质和控制器。此外，本发明涉及一种电转换器。

背景技术：

对于电转换器，模型预测控制用于经由基于转换器和所连接的组件(例如电马达、发电机、电力网等)的模型确定电转换器的将来状态来确定转换器电路的开关状态。

在wo2015078656a1中，预先计算的优化脉冲模式利用通过操纵其开关瞬间的模型预测控制进一步优化。按照这种方式，所产生的电流的谐波含量可被减少。

优化脉冲模式相对于其它调制方法的谐波有益效果在低脉冲数(即，开关频率与基频之间的比率)下特别高。但是在很高脉冲数和低基频下，优化脉冲模式可能难以计算，并且可使用许多控制器存储器。基于优化脉冲模式的控制方法通常通过切换到其它控制方法来解决这个问题。

在ep2469692a1中，按照这样的方式来控制电力系统，使得在第二步骤中修改针对某个第一优化目标已经确定的用于转换器的具有开关时刻的开关序列。确定所产生通量误差。修改开关时刻，以降低通量误差。

在jamesscoltock等人的论文：“acomparisonofmodelpredictivecontrolschemesformvinductionmotordrives”(ieeetransactionsonindustrialinformatics，ieeeservicecenter，newyork，ny，us，vol.9，no.2，2012年10月10日(2012-10-10)，第909-919页)中，若干模型预测控制方案与脉宽调制和优化脉冲模式进行比较。提及的是，共模分量能够被加到参考电压。

在nikolaosoikonomou等人的论文：“modelpredictivepulsepatterncontrolforthefive-levelactiveneutral-point-clampedinverter”(ieeetransactionsonindustryapplications.，vol.49，no.6，2013年5月15日(2013-05-15)，第2583-2592页)中，描述的是，能够如何根据基频来选择优化脉冲模式以及参考通量值能够连同优化脉冲模式一起被存储。

技术实现要素：

本发明的目的是要提供一种电转换器，所述电转换器适于在低基频下产生具有低谐波失真的输出电流。本发明的另外的目的是要提供一种简单且计算要求不太高的模型预测控制方案，所述模型预测控制方案还可在高脉冲数下使用。

这些目的通过独立权利要求的主题来实现。根据从属权利要求和以下描述，另外的示范实施例是显而易见的。

本发明的第一方面涉及一种用于控制电转换器的方法。电转换器适于将dc电压转换为具有至少两个电压电平的多相电压。电转换器可包括具有半导体开关的转换器电路，所述半导体开关可布置在至少两个(例如三个)相分支中。相分支可并联连接到dc链路，和/或可适于将dc链路电压或者更一般来说将dc电压转换为ac相电压。每个相分支可适于生成至少两个电压电平。

例如，相分支可适于生成三个电压电平，例如正dc链路电压、负dc链路电压和中性点电压。中性点电压可通过拆分dc链路来提供。电转换器可以是中性点钳位转换器。但是一般来说，还可利用其它类型的转换器来执行该方法。

电转换器可以利用其ac侧连接到电机(例如发电机或马达)，和/或可为这个电机供应电功率。以下所提及的定子和/或转子通量可表示这个电机的定子和/或转子中的磁通量。情况也可以是，电转换器利用其ac侧连接到电力网。在这种情况下，还可对电力网定义虚拟定子和/或虚拟转子通量。

电转换器可以是功率转换器。其半导体开关可适于开关超过10a的电流和/或超过1000v的电压。

电转换器可包括控制器，该控制器执行该方法。例如，该方法可在每个取样时刻来执行。

按照本发明的实施例，该方法包括：从定子通量参考向量来确定调制信号向量。定子通量参考向量可通过外控制环来提供，该外控制环基于测量并且基于参考速度和/或参考频率来确定定子通量参考向量。

调制信号向量是指示将要由转换器所生成的输出电压的信号。例如，调制信号向量可以是通过对定子通量参考向量求微分所确定的归一化电压向量。

本发明还可适用于电网侧转换器，即，定子通量向量可以是虚拟定子通量向量。而且，转子通量向量可以是虚拟转子通量向量。例如，在转换器为电力网供电的情况下，定子通量向量可以是虚拟转换器通量向量，以及转子通量向量可以是可在公共耦合点(pcc)处所定义的电网通量向量。

必须注意，在这里以及在下文中，向量可以是具有两个或三个分量的量。

按照本发明的实施例，该方法还包括：经由脉宽调制从调制信号向量来确定开关模式，开关模式包括开关转变序列，其中开关转变定义开关位置和转变时刻，在所述开关位置处将转换器的相从一个电压电平切换到另一个电压电平，以及在所述转变时刻，切换转换器的所述相。

调制信号向量可指示将要生成的实际输出电压。连同实际频率和/或实际速度一起，调制信号向量的移动可被外推为将来，并且从其中可确定将来开关序列的序列。例如，外推的调制信号向量的分量的轨迹可与一个或多个载波信号(所述载波信号可以是具有载波频率的三角信号)进行比较。可利用脉宽调制从轨迹和(一个或多个)载波信号来确定开关转变。例如，轨迹与载波信号的交叉点可确定开关时刻，和/或交叉的方向可确定在开关时刻是升高还是降低电压电平。

必须注意，这些计算全部可在取样时间间隔(即，两个取样时刻之间的时间)期间联机执行，和/或可按数字方式执行。

按照本发明的实施例，该方法还包括：通过从定子通量参考向量中减去估计的定子通量向量(所述估计的定子通量向量从电转换器中的测量来估计)来确定定子通量误差。估计的定子通量向量可通过外控制环来提供。定子通量参考向量与估计的定子通量向量的差或者差的幅值可被看作是误差，所述误差可通过该方法的下列步骤和/或利用模型预测控制来最小化。

按照本发明的实施例，该方法还包括：通过移动开关模式的开关转变的转变时刻来修改开关模式，使得定子通量误差被最小化。转变时刻可在时间上向前和向后移动，使得修改开关模式，所述开关模式通过脉宽调制来生成。可移动转变时刻，使得修改的开关模式产生定子通量，所述定子通量更接近定子通量参考。按照这种方式，与未修改的开关模式相比，修改的开关模式可引起针对高阶谐波的更低幅度。

情况可能是，对开关时刻的移动存在约束。例如，一相或全部相中的开关转变的顺序可能不被改变。

此外，情况可能是，未修改的开关模式(所述未修改的开关模式例如将会产生零长度的脉冲)中包括附加开关时刻。在优化之后，这些脉冲可具有非零长度，并且可促成定子通量误差的补偿。

可通过求解二次规划、通过使服从约束的目标函数最小化等来联机执行开关模式的优化。

按照本发明的实施例，该方法还包括：将修改的开关模式的至少一部分应用于电转换器。开关转变可被转化为电转换器的半导体开关的开关时间和开关状态。可生成用于半导体开关的对应选通信号。

情况可能是，开关模式和/或修改的开关模式比取样时间间隔要长。在这种情况下，只有开关模式的一部分可被转换为开关时间和开关状态。

按照本发明的实施例，定子通量校正被定义为电压电平差和时间差的乘积的总和，开关转变的电压电平差是开关转变之前和之后的电压电平的差，以及时间差是被移动与未修改的转变时刻之间的差。可每相或者对于全部相来确定这个定子通量校正。可优化开关模式，使得定子通量校正至少部分补偿定子通量误差。可通过移动转变时刻来优化定子通量校正，使得定子通量校正等于定子通量误差。

按照本发明的实施例，在预测时域(predictionhorizon)内在每个取样时刻定期确定开关模式。预测时域可比连续取样时刻之间的差要长。例如，只有比预测时域要短的修改的开关模式的一部分(例如连续取样时刻之间的差)可应用于电转换器。换言之，该方法可在可比取样时间间隔要长的预测时域内预测电转换器和/或供电的电机的将来行为。在每个取样时刻，可确定在多于取样时间间隔内的将来行为。

按照本发明的实施例，通过下列在预测时域内确定开关模式的开关转变：通过以实际角频率将αβ0坐标系中的调制信号向量旋转到将来样本的时刻来在预测时域内确定调制信号向量的相应将来样本；以及当载波信号在将来样本的时间间隔期间越过将来样本的值时，生成开关转变。将来样本可确定调制信号随时间的轨迹和/或函数。可通过将调制信号向量的分量外推为将来而确定将来样本。这可通过例如利用克拉克变换将调制信号向量转化到αβ0坐标系中进行。此后，可以以实际角频率(所述实际角频率可从实际速度和/或实际频率来确定)将调制信号向量旋转到将来样本的时刻。这个旋转可以将αβ分量旋转了实际角频率乘以将来样本的时刻。因此，可假定的是，调制信号向量以恒定角频率在旋转。在那个旋转之后，旋转的调制信号向量可变换回到其中提供它的系统(例如abc系统)中。这个返回变换可利用逆克拉克变换来执行。

载波信号可表示为三角信号，以及可确定调制信号向量的外推分量的轨迹与载波信号的相交。例如，轨迹可以是随时间的步进(或分段常数)轨迹，其值在将来样本的时刻从将来样本的值来确定。每个交叉可确定针对开关转变的开关时刻。根据交叉的方向，可确定电压电平在相交处是增加还是降低。

按照本发明的实施例，定子通量参考向量是αβ0坐标系中的三分量向量。定子通量参考向量的0分量可用于控制中性点电位。而且，定子通量误差可以是αβ0坐标系中的三分量向量。

按照本发明的实施例，共模分量被加到调制信号向量。共模分量可以是调制信号向量的相分量的总和。利用这个共模分量，可影响电转换器的输出电压，而没有改变输出电流，假定负载的星形点浮动。这对于影响电转换器的另外优化目标和/或对于符合电转换器的物理限制可以是有益的。

按照本发明的实施例，当从定子通量参考向量的幅值所确定的调制指数小于阈值时，共模分量至少是调制指数加上最小脉冲宽度除以载波信号的载波间隔长度，使得通过利用载波信号的脉宽调制所生成的脉冲的脉冲长度比最小脉冲宽度要长。

调制指数可指示实际输出电压的幅值相对于可能最大输出电压(例如由dc链路所提供的(一半)dc电压)的比率。当调制指数相当小时，可必需确保脉冲长度(即具有非零输出电压电平的开关模式的间隔)比最小脉冲长度要长。这个最小脉冲长度可对应于最小时间，在所述最小时间内半导体开关在它们可被关断之前必须保持在接通状态中。

按照本发明的实施例，利用滞环控制器来控制共模分量，该滞环控制器在中性点电位大于最大值时将共模分量设置为第一值，而在共模分量小于最小值时将共模分量设置为第二值。第二值相对于第一值可具有相反符号，例如负第一值。第一值可在功率流的方向上，所述功率流在电动操作中可以为正而在生成模式中可以为负。

例如，在当调制指数高于阈值时的情况下，共模分量可用于控制拆分dc链路的中性点电位。由于共模分量可增加和/或降低中性点电位，所以可通过每次超过限度时反转中性点电位来将中性点电位控制成保持在限度之内。

按照本发明的实施例，从参考角和参考幅值来确定通量参考向量。参考角和参考幅值可通过外控制环来提供，该外控制环从参考速度和/或参考频率以及由电转换器所供应的电机中的电流和/或电压的可选测量来确定它们。

按照本发明的实施例，从基频和最大容许开关频率来确定开关模式的脉冲数。脉冲数可以是最大容许开关频率和被舍入到最接近下整数的基频的比率。基频可基于针对电转换器的参考速度和/或参考频率。脉冲数可确定在脉冲数小于或等于阈值时可被使用的针对优化脉冲模式的脉冲的数量。

按照本发明的实施例，当脉冲数超过阈值时，利用(例如基于载波的)脉宽调制来确定开关模式，并且否则从优化脉冲模式的表来确定开关模式。

一般来说，对于低脉冲数(即，小于或等于阈值)，优化脉冲模式可用作开关模式，而对于高脉冲数，可使用(例如基于载波的)脉宽调制开关模式，如上文和下文所述。因此，在两种情况下均可使用相同外控制环和/或相同开关模式优化器。

优化脉冲模式可已被脱机优化，并且可具有下列的优点：它们可引起比(例如基于载波的)脉宽调制开关模式要低的总谐波失真。但是，对于高脉冲数，可能难以存储大优化脉冲模式和/或脱机确定它们。

脉宽调制开关模式可用来将基于优化脉冲模式的控制方法扩展到高脉冲数。脉宽调制开关模式可联机生成，并且可作为优化脉冲模式来馈送到相同开关模式优化器。例如在变速驱动器中，这个扩展可使开关模式优化(所述开关模式优化移动开关时刻)可适用于全部操作点，其范围从停顿操作到高速下的磁场削弱。

按照本发明的实施例，优化脉冲模式在表中根据脉冲数和调制指数来索引。与脉宽调制开关模式相反，从这两个量而不是从定子通量参考和/或调制信号向量来确定优化脉冲模式。脉冲数和调制指数可通过外控制环来提供。

按照本发明的实施例，在当优化脉冲模式用作开关模式时的情况下，从优化脉冲模式来确定定子通量参考向量。可通过对优化开关模式的电压波形求积分来确定定子通量参考。为了执行积分，可需要可通过外控制环所提供的通量参考角和参考幅值。

本发明的另外的方面涉及一种计算机程序，该计算机程序当在处理器上被执行时适于执行如上文和下文所述的方法的步骤。例如，电转换器的控制器可提供这种处理器，以及该方法通过控制器中运行的软件来执行。但是也许还有可能的是，该方法至少部分以软件的形式来实现。例如，方法的至少部分可通过fpga和/或dsp来执行。

本发明的另外的方面涉及一种计算机可读介质，在所述计算机可读介质上存储这种计算机程序。计算机可读介质可以是软盘、硬盘、usb(通用串行总线)存储装置、ram(随机存取存储器)、rom(只读存储器)、eprom(电可擦可编程只读存储器)或flash存储器。计算机可读介质也可以是允许下载程序代码的数据通信网络(例如因特网)。一般来说，计算机可读介质可以是非暂时或暂时介质。

本发明的另外的方面涉及一种用于控制电转换器的控制器，所述控制器适于执行如上文和下文所述的方法的步骤。如已所述，这种控制器可包括运行软件的处理器，所述软件执行该方法。此外，控制器可包括至少部分实现该方法的fpga和/或dsp。

本发明的另外的方面涉及一种电转换器，该电转换器包括：转换器电路，其适于将dc电压转换为具有至少两个电压电平的多相电压；以及这种控制器，其适于控制转换器电路的半导体开关。

必须理解，如上文和下文所述的方法的特征可以是如上文和下文所述的计算机程序、计算机可读介质和电转换器的特征，并且反之亦然。

本发明的这些方面及其它方面根据以下所述实施例将是显而易见的，并且参照以下所述实施例进行说明。

附图说明

下文中将参照附图中图示的示范实施例更详细地说明本发明的主题。

图1示意示出按照本发明的实施例的具有电转换器的转换器系统。

图2示出图示按照本发明的实施例的控制器和控制方法的简图。

图3示出图示图2的控制器和控制方法的一部分的简图。

图4示出图示图2的控制器和控制方法的一部分的简图。

图5示出图示图2的控制方法中使用的共模控制器的简图。

图6示出关于对于调制信号向量和开关位置向量的示例的简图。

图7示出关于图2的控制方法中使用的开关模式的示例的简图。

图8示出指示在图2的控制方法中可如何确定开关转变的简图。

图9示出指示在图2的控制方法中可如何确定附加开关转变的简图。

图10示出指示在图2的控制方法中可如何移动开关转变的简图。

图11示出图示图2的控制方法中使用的滚动时域(recedinghorizon)的简图。

图12a至图12d示出关于通过图2的方法在正常速度操作期间所产生的调制信号、电压、通量和电流的简图。

图13a至图13d示出关于通过图2的方法在低速操作期间所产生的调制信号、电压、通量和电流的简图。

图14a和图14b示出如由图2的方法所执行的从优化脉冲模式到基于载波的脉宽调制脉冲模式的改变期间的通量参考和所生成的开关模式。

大体上，在附图中，相同部件提供有相同参考符号。

具体实施方式

三电平转换器系统

图1示出转换器系统10，该转换器系统10包括电转换器12，该电转换器12供应有dc电压vdc并且生成三相输出或定子电压，该三相输出或定子电压被供应给电机14。可能的是，电机14是发电机或马达，并且定子电流is，abc来往于电机14流动。也可能的是，电转换器连接到电力网而不是电机14。

如所示，电转换器12是三相三电平中性点钳位电压源转换器。但是，利用上述和下述控制方法，其它拓扑也是可能的。

电转换器包括提供中性点n的拆分dc链路16。转换器电路20由相分支18来组成，所述相分支18并联连接到dc链路和中性点n。对于每相a、b、c(如图1中所示的三相)，存在相分支。每个相分支18包括连接到电机14的输出，输出电流is，abc的对应分量流经其中。在其相应输出处，每个相分支18适于在不同电压电平下提供输出或定子电压。因此可通过开关相分支18的半导体开关22来合成这些电压电平。

图2示出关于针对电转换器12的控制器24的组件的简图。特别是示出总体控制图，包括外控制环、转换器12和负载14。

在下文通篇中，使用归一化量。为此，可引入标幺制。典型基值可以是电机14的额定相电压的峰值和/或额定机器电流的峰值以及额定基频。

三相系统(abc)中的全部变量ξabc＝[ξaξbξc]^t可经过克拉克变换ξαβ0＝kξabc来变换成固定正交αβ0坐标系中的ξαβ0＝[ξαξβξ0]^t。逆克拉克变换可通过ξabc＝k^-1ξαβ0给出。克拉克和逆克拉克的变换矩阵可以是

ξαβ0，ξα和ξβ的前两个元素是所谓的差模分量，而第三元素ξ0是共模分量。当仅要求差模分量时，可利用对应矩阵来定义简化的克拉克变换和简化的逆克拉克变换

注意的是，保留k的前两行，而保留k^-1的前两列。k^-1是的伪逆，其中0分量隐式地假定为零。

在下文中，粗体变量表示形式ξαβ＝[ξαξβ]^t的二维向量或者诸如ξαβ0＝[ξαξβξ0]^t和ξabc＝[ξaξbξc]^t之类的三维向量。

变量t用来表示连续时间轴，其中控制器24可以以规则间隔离散时间步长或取样时刻kts进行操作，其中是控制器时间步长，以及ts是控制器取样间隔。例如，可选择ts＝25μs。

总(瞬时)dc链路电压可以是υdc＝υdc，up+υdc，lo，其中υdc，up和υdc，lo分别表示上和下dc链路电容器之上的电压。两个dc链路电容器之间的中性点n的电位可浮动。

电转换器12可在其输出处相对于中性点n产生三个电压电平。电压电平可通过给出。这些电压能够通过整数变量ux∈{-1，0，1}来描述，其中x∈{a，b，c}表示三相中的一相。三相开关位置定义为uabc＝[uaubuc]^t。一般来说，开关位置uabc也可被看作是归一化电压电平。

相对于中性点n的相电压通过下式给出

三相电压等于υabc＝[υaυbυc]^t。

当中性点电位接近零时，或者等效地，当图1中的上和下dc链路电容器之上的电压近似相等时，三相电压能够写作

在电机连接到转换器相端子的情况下，固定正交坐标中的机器的定子电压是

机器便利地通过它在固定正交坐标中的定子和转子通量磁链向量(即，通过ψs，αβ＝[ψsαψsβ]^t和ψr，αβ＝[ψrαψrβ]^t)来描述。ψs＝||ψs，αβ||是定子通量向量的幅值。相应地定义转子通量向量ψr的幅值。通过ωs来表示定子的角频率。注意的是，定子和转子通量向量以这个角频率旋转。转子的电角速度是ωr＝pωm，其中p是极对的数量，以及ωm是转子的机械角速度。ωs与ωr之间的差是滑差频率。

备选地，当转换器连接到电力网时，定子和转子通量磁链向量通过虚拟通量向量来取代。特别地，定子通量向量通过虚拟转换器通量向量来取代，而转子通量向量通过通常在公共耦合点(pcc)处所定义的电网通量向量来取代。

外控制环

返回到图2，内控制环26(该内控制环26生成开关位置信号uabc)由外控制环28来提供有调制指数m、脉冲数d、定子通量参考幅值定子通量参考角θ^*和估计的定子通量向量ψs，αβ。此外，中性点电位υn和载波间隔tc＝1/fc(其中fc是载波频率)被提供给内控制环。

如下所述，内控制环可基于优化脉冲模式或者基于取决于脉冲数d的(基于载波的)脉宽调制开关模式来确定开关位置信号uabc。

外控制环28操作如下：

基于所测量定子电流向量is，αβ和定子电压υs，αβ，通量观测器30估计所估计的定子通量向量ψs，αβ、估计的转子通量向量ψr，αβ和估计的电磁转矩te。从估计的转子通量向量ψr，αβ，利用块32、34来确定其幅值ψr及其角位置∠ψr，αβ。

速度控制器36通过操纵电磁转矩的设置点沿其参考来调节转子的(电)角速度ωr。角速度ωr可由编码器38来确定，该编码器38测量电机14的转子的速度。

转矩控制器40操纵预期负载角γ^*，即，定子通量向量与转子通量向量之间的预期角。转矩控制器40要求定子通量幅值的参考以及转子通量向量的实际幅值ψr。

通量控制器42通过操纵调制指数m将定子通量向量的幅值保持接近其参考按照其最简单形式，前馈项

能够用于这个目的。在(6)中，υdc是(瞬时)总dc链路电压，以及ωs表示角定子频率。角定子频率ωs在块44中来确定，并且是角速度，以所述角速度通量向量进行旋转。

优化脉冲模式

内控制环26将优化脉冲模式或脉宽调制开关模式用于确定开关位置信号uabc。这取决于脉冲数d。对于比阈值要小的脉冲数d，使用优化脉冲模式，而对于比阈值要大的脉冲数d，使用脉宽调制开关模式。

在高脉冲数(例如超过d＝20)的情况下优化脉冲模式的使用可面临下列实际限制：(i)这类优化脉冲模式的脱机计算可能是要求高的和费时的，(ii)这些优化脉冲模式可要求控制器存储器中的大量存储容量，以及(iii)对于使用优化脉冲模式的动机减少，因为优化脉冲模式相对于既定调制方法的谐波有益效果在高脉冲数下显著降低。因此，联机确定脉宽调制开关模式可能是有益的。

当以低基频进行操作时，对于以高脉冲数进行操作的需要自然发生。在驱动应用中，低基频对应于低速操作。在功率转换器中，半导体损耗和所采用冷却技术通常对开关频率施加上限fsw，max。当基频f1改变时，脉冲数需要按照下式来调整

因此，当基频随着降低驱动速度而减小时，所要求脉冲数d增加，理论上在零基频下向无穷大增加。

可在基本周期的四分之一内对一相来计算优化脉冲模式的开关角和开关位置，假定三相之间的120°相移以及四分之一和半波对称性。在四分之一周期内的(主)开关角的数量是作为自然数的所谓的脉冲数d。对于三电平优化脉冲模式和中性点钳位转换器12，半导体装置的开关频率可通过下式给出

fsw＝df1，(8)

其中f1表示基本分量的频率。

图3示出用于优化脉冲模式的存储、检索和修改的内控制环26的部分。

模式加载器46提供操作点特定优化脉冲模式48，该操作点特定优化脉冲模式48通过调制指数m和脉冲数d来确定。为了确保开关频率不超过其最大值fsw，max，脉冲数d可经过(7)被选择作为不超过fsw，max/f1的最大整数。

模式加载器46提供d个主开关角的向量a＝[α1α2...αd]^t以及单相开关位置的对应向量u＝[u1u2...ud]^t。后者通常称作(单相)开关序列。在完整周期内的三相优化脉冲模式48可通过使用四分之一和半波对称性基于向量a和u来构成。

通量参考生成器50可从向量a和u以及通过外控制环28所提供的调制指数m、定子通量参考幅值和定子通量参考角来确定定子通量参考具有幅值和角(其中记号(notation)∠ξαβ用来表示向量ζαβ的角位置)

θ^*＝∠ψr，αβ+γ^*(9)

的定子通量参考可通过随时间对优化脉冲模式48的电压波形求积分来得出。备选地，定子通量参考可从定子通量参考轨迹的拐角点(所述拐角点可脱机计算并且存储在查找表中)来得出。

另外，共模通量参考分量可被加到定子通量参考以便控制中性点电位υn。这种共模通量参考分量可由中性点控制器56来确定，该中性点控制器56可经过虚拟共模通量误差来监测中性点电位的偏离。通过对它进行校正，实际上注入共模电压，该共模电压将中性点电位υn驱动到其参考。

瞬时定子通量误差

被确定为定子通量参考与其估计ψs，αβ0之间的差，其中αβ分量通过外控制环28来提供。

利用开关模式生成器52，构成开关模式54，所述开关模式54在每相中保持即将出现的开关转变。更特别地，具有nx个条目的单相开关位置的向量

针对相x来构成，其中x∈{a，b，c}。相对于角参考θ^*的标称开关角通过将其除以角定子频率ωs来转化为标称开关时刻或转变时刻(相对于当前时刻)。这引起标称转变时刻的对应向量

该对ux和形成用于相x的开关模式54。转变时刻及其对应开关位置uxi可被看作是开关转变。该对ux和可被看作是开关转变的序列。

模式控制器58接收开关模式54，并且操纵转变时刻以降低定子通量误差ψs，err，αβ0。这样做，定子通量向量沿其参考轨迹被控制，以及实现定子通量误差ψs，err，αβ0的闭环控制。将针对图4更详细描述开关模式54的优化。结果是修改的开关模式。

在三相转换器12的本例中，修改的开关模式(以及开关模式54)能够被理解为三相开关位置uabc＝[uaubuc]^t的序列。在第一取样时间间隔内的(整数)三相开关位置55从修改的开关模式来计算，并且应用于转换器12。在下一个取样瞬间，按照滚动时域策略重新计算修改的开关模式。

脉宽调制开关模式

图4示出当脉冲数d高于阈值时使用的内控制环26的部分。在这种情况下，利用联机生成的开关模式54(所述开关模式54基于脉宽调制)来取代从脱机计算的优化脉冲模式48所确定的开关模式54。

但是，再次使用相同模式控制器58。而且，通过移动转变时刻来修改脉宽调制开关模式54，以控制机器12的定子通量。避免到另一个控制环的切换。仅改变开关模式54，这可与具有不同脉冲数的两个优化脉冲模式48之间的开关进行比较。

在图4的情况下，通量参考生成器59直接从由外控制环24所提供的定子通量参考幅值和定子通量参考角θ^*来确定定子通量参考向量共模通量参考分量可被加到定子通量参考如针对图3所述。可如针对图3所述的那样确定定子通量误差ψs，err，αβ0。

总之，调制信号生成器60从定子通量参考向量来确定调制信号向量该调制信号向量可作为差模调制信号向量来生成。共模生成器62可生成共模分量并且将其加到调制信号向量模式生成器64然后基于(例如基于载波的)脉宽调制从调制信号向量联机生成开关模式54。

下面将更详细描述控制器块59、60、62、64和58。

差模调制信号生成

当脉冲数d是高的时，开关频率与基频之间的比率是高的。因此，定子通量轨迹可通过圆来近似，因而简化通量参考生成器59的实现。

根据其角θ^*(参见(9))和幅值给定定子通量参考，固定正交坐标中的定子通量参考向量直接遵循

在稳态操作期间，参考角通过θ^*＝ωst给出，其中ωs是角定子频率。因此，定子通量向量以ωs旋转。由通量参考生成器59基于(13)来计算定子通量参考向量

忽略定子电阻，定子电压是定子通量的导数：

将(13)插入到(14)中引起

其中使用的是，参考角θ^*的时间导数是角定子频率ωs。因此，定子电压参考等于向前旋转90度并且缩放角定子频率的定子通量参考。

为了得到三相(差模)调制信号向量使用的是，转换器电压等于定子电压，参见(5)。假定中性点电位υn为零，以及按照(4)，三相调制信号向量被缩放总dc链路电压vdc的一半。这引起

调制信号生成器60基于(15)和(16)从定子通量参考向量来确定调制信号向量

共模电压注入

共模生成器62可生成共模分量并且将其加到调制信号向量一般来说，共模分量可经由或者经由下式来加到调制信号向量

可区分以很低速度的操作与在其余(正常)工作范围中的操作。在很低速度下，目标可以是双重的：(1)违反最小接通时间并且通常必须被丢弃的过窄开关脉冲的避免；以及(2)转换器12的上半部与下半部之间的半导体损耗的不均匀分布的避免。在正常速度操作中，可通过注入适当共模电压来降低电流失真。

低速共模电压注入

当以很低速度并且对应地以很低调制指数(例如m∈[0，0.02])进行操作时，调制信号向量可具有很小幅度。因此，开关位置或电压电平在调制信号向量的正(负)半波期间在短正(负)脉冲的情况下大部分为零。这些脉冲可必须满足时间上的某个最小宽度(所谓的接通时间)。在高功率转换器中，最小接通时间能够长达tmin＝50μs。0与tmin之间的宽度的脉冲可被扩展到tmin或者被后处理单元去除。因此，当以很低调制指数m进行操作时，可完全避免切换，其危害机器电流和通量向量的闭环控制。

为了避免脉冲的丢弃，可注入适当共模分量例如，当以小(非负)调制指数m＜＜1进行操作时，正共模信号

可将调制信号向量移位到正半部，并且确保满足tmin的最小脉冲宽度。注意的是，(17)中的偏移tmin/tc可直接产生于应用到载波间隔和调制信号的比例的规则。

第二个问题(即，半导体损耗的不均匀分布)可通过低基频来引起。对于基于正弦载波的脉宽调制，在基本周期的一半期间，仅可使用上(或下)转换器半部中的开关。为了减轻这个问题，如(17)中的充分大的共模信号的注入可用来周期移位两个转换器半部之间的半导体损耗。这种方式可更均匀地分布损耗，从而避免对于使转换器降低额定或者降低开关频率的需要。

作为副作用，调制信号中的偏移将偏置添加到中性点电流，因而增加或降低中性点电位υn。更特别地，在电动模式中，正引起正漂移dυn(t)/dt＞0，而在生成模式中，负漂移产生。通过翻转共模项的符号，能够反转中性点电位υn的导数的符号。与dυn(t)/dt＞0之间的这个关系可用来构成滞环控制器，该滞环控制器将中性点电位υn保持在预定义间隔[υn，min，υn，max]之内。可选择对称限度，即，υn，max＝υn，min。

这种滞环控制器的示例是：

以离散时间步长进行操作，其中σp(k)∈{-1，1}是电功率流的符号。根据定义，功率流在电动操作中为正，而在生成模式中为负。滞环控制器的输出为整数σ0(k)∈{1，1}。待注入共模分量则为

其中非负标量是设计参数。对于在低速操作下考虑的调制指数，可选择

的选择是两个考虑因素之间的折衷。一方面，对于中性点电位υn的特征在于具有特别强的第三谐波分量的纹波。另一方面，非零dc偏移对这个纹波添加随时间的中性点电位υn的线性增加或减少。对于大这个线性趋势在纹波之上占优势，因而促进滞环控制器(18)和(19)的使用。但是，过大要求符号σ0的频繁翻转，并且增加电流失真。

因此，的选择通过中性点电位纹波的幅值和谐波性能的降级来确定。

由于电流和电压测量中的误差，确定功率流的符号σp在低电功率下可能是错误的。备选滞环控制器通过每当超过限度时仅仅反转符号来避免对σp的相关性。这将(18)简化成

在低速操作下平衡中性点电位υn，同时确保最小宽度的开关脉冲的这个控制方案可由共模生成器62利用(18)或(20)按照(19)来实现。

正常速度共模电压注入

在较高调制指数(比如m＞0.02)，过短开关脉冲的问题不存在。相反，将适当共模分量注入到调制信号以降低电流失真可以是有利的。

在正常速度操作期间，下列项的一个或多个可作为共模分量加到调制信号向量

第一项(21)是具有幅度m/6、三倍角基频ω1＝2πf1以及与调制信号相同的相位φ1的正弦信号。第二项(22)的添加使三相调制信号以零为中心。因此，在任何给定时刻，成立。第三项(23)基于标量和三相项

注意的是，项(24)与(22)中相同。(25)中的表达ξmod1定义为ξ与一的欧几里德除法的余数。结果被限定在零与一之间。

三个共模项中的任一个将线性调制区域从m＝1增加到m＝1.155。它们还趋向于降低电流失真。

在正常速度操作期间，共模生成器62可按照(21)、(22)或(23)来实现生成。

作为另外的示例，中性点电位υn的控制可通过操纵调制信号向量的共模分量来实现。正共模分量例如将相电压移位到上转换器半部。取决于相电流的符号(或者功率流的方向)，这个移位将正或负偏置添加到从中性点所吸取的平均电流，这又修改中性点电位υn。

图5示出这种控制器62的示例。利用滤波器66(其截止频率按照角定子频率ωs来适配)对中性点电位υn进行低通滤波。中性点电位υn的滤波误差以增益kp来馈送给比例控制器，并且与电功率流的符号σp相乘。所产生共模电压参考被缩放dc链路电压vdc的一半，以得到调制信号的共模分量。

这种类型的中性点控制可趋向于缓慢，从而解决中性点电位υn的漂移而不是其瞬时值。另一方面，共模电压并且因而中性点电位υn的瞬时控制可通过利用电压向量中的冗余度来实现。

脉宽调制

脉宽调制将调制信号向量(所述调制信号向量可被看作是实值输入信号)转化为三相开关位置向量uabc，所述三相开关位置向量uabc可被看作是使用固定幅度但可变宽度的脉冲的离散值输出信号。输出波形uabc关于其基本分量的幅值和相位近似

具有dc链路电压υdc的电转换器12可用作致动器，以便将开关位置向量uabc转化为转换器端子处的开关电压波形υabc。通过适当缩放参考电压转换器电压υabc近似其参考这个原理适用于(机器侧)逆变器和(电网侧)有源整流器。

图6示出关于针对调制信号向量和开关位置向量uabc的示例的简图。在这个及以下全部简图中，时间轴按照ms给出。

对于三电平(或者n电平)转换器的基于载波的脉宽调制基于两个(或n-1个)载波信号68。载波信号68可具有以载波频率fc的三角波形。通常，载波频率(显著)高于基频，即，fc＞＞fi。每个载波信号68的峰-峰幅值为一。对于三电平转换器，载波信号68被布置，使得它们没有重叠地覆盖从-1至1的范围。两个载波信号之间的相移是设计参数。当选择同相层叠方式(phasedisposition)时，两个载波信号是同相的，而在正负反相层叠式(phaseoppositedisposition)中，它们的相位相互移位180°。通常使用前一选项，因为它引起更低谐波失真。载波间隔

是载波信号的上峰值之间的时间间隔。三相a、b、c使用相同载波信号68。

使用不对称规则取样和载波间隔tc，可以以离散时间步长kc0.5tc每0.5tc对载波信号68取样。一般来说，下标c表示“载波”。

通过将调制信号向量的每个分量和与两个(或更多个)载波信号68进行比较来实现基于载波的脉宽调制。在a相中，例如，基于调制信号和下列三个规则来选择开关位置ua：

当小于两种载波信号时，选择ua＝-1。

当小于上载波信号但超过下载波信号时，选择ua＝0。

当大于两种载波信号时，选择ua＝1。

在数字实现中，是取样信号，引起规则取样脉宽调制。利用对称取样，每载波间隔tc、例如在上三角峰处对调制信号取样一次。在载波间隔的整个其余部分，调制信号被保持为恒定。利用不对称取样，每载波间隔、即在载波的上和下峰处对调制信号取样二次。调制信号对载波间隔的一半被保持为恒定。

在图6中，虚线是连续调制信号，而实线示出不对称规则取样调制信号。

考虑同相层叠方式和不对称取样。调制信号的取样瞬间可定义为tc＝0.5tckc，其中是离散时间步长。当取样调制信号与载波信号相交时，执行切换。这个时刻(相对于取样瞬间tc)是开关瞬间或转变时刻。对于a相，例如，变量ta被引入，以表示开关瞬间。开关瞬间和新开关位置能够作为调制信号的极性和载波斜率的函数来得出。

开关瞬间或转变时刻在图6中示为垂直虚线。下面示出开关位置uabc的所产生时间演进。

脉宽调制开关模式的联机生成

图4中的模式生成器64生成开关模式54，该开关模式54由对于每相x∈{a，b，c}的向量和ux的所述对来组成。向量包含标称转变时刻，而向量ux包含x相的单相开关位置或电压电平。这些向量的定义在(11)和(12)中提供。以离散时间步长kc来更新开关模式54，如图7所指示。每个开关模式54跨越从0.5tckc至0.5tc(kc+k-1)的k个载波半间隔的预测时域。时间步长表示这些半间隔，其中

为了以时间步长kc来计算开关模式54，取样调制信号经过克拉克变换矩阵k(参见(1))来转化到αβ0坐标系中，并且然后向前旋转次，假定恒定角频率ωs。这允许按照下式以时间步长来预测调制信号的将来样本

其中以及回顾一下，k^-1是逆克拉克变换的矩阵。

整数变量(其中σc∈{-1，1})指示时间步长下的载波斜率的符号。经过调制信号的线性映射来得到相对于时刻tc的标称开关瞬间。这个映射需要根据调制信号的极性和载波斜率进行。这如图8中所示的那样对第一载波半间隔(其中)引起四种不同情况。x相中的第开关转变在如下标称时刻发生

基于调制信号的极性

和载波斜率σc的符号来识别新开关位置。因此，

当调制信号改变其符号时，附加开关转变可能在时间步长发生。在图9中示出示例，其中附加开关转变在时间步长kc+1发生。当生成开关模式54时，这些附加转变需要被捕获和包括。

模式控制器

模式控制器58操纵开关模式54的开关瞬间，以实现定子通量的快速闭环控制。图10示出开关瞬间可如何由模式控制器58来移动的示例。

作为示例，下面描述基于无差拍控制的模式控制器。

模式控制器58在取样瞬间t＝kts进行操作，其中ts＜＜tc。对模式控制器58的输入是通量误差ψs，err，αβ0以及具有如(11)和(12)中对于每相x所定义的向量和ux的所述对的开关模式54，其中x∈{a，b，c}。

向量捕获标称未修改的开关瞬间。在图4的情况(其中生成脉宽调制开关模式54)下，相对于载波取样瞬间tc来给出这些开关瞬间。在模式控制器58的输入处，标称开关瞬间被重新定义为因此，通过减去时间间隔t-tc，相对于当前时刻t来定义中的标称开关瞬间。在图3的情况下，当使用优化脉冲模式时，不要求对的修改。

向量ux包含x相的单相开关位置。为了表示开关位置中的变化，对于x相，从开关位置ux(i-1)至uxi引入第i开关转变

δuxi＝uxi-ux(i-1)。通常，δuxi被限制到{-1，1}，但是{-2，-1，1，2}等在大瞬变和扰动期间也是可能的。

下面概括模式控制器58的无差拍控制算法。

步骤1.所要求定子通量校正按照下式从αβ0转化成abc

δψs，abc＝k^-1ψs，err，αβ0，(30)

其中逆克拉克变换k^-1的变换矩阵在(1)中定义。

步骤2.通量校正被缩放瞬时dc链路电压的逆，以便使它与其无关。为此，δψ′s，abc[δψ′saδψ′sbδψ′sc]^t被引入并且定义为

对于a相，例如，这暗示通过根据δtai修改a相中的na开关转变来实现a相中的所要求伏特-秒修改，即

相似陈述对b和c相成立。

步骤3.考虑x相，并且i被设置为1。对于具有标称开关瞬间和开关转变δuxi的这个相中的第i开关转变，执行下列操作(参见图10)：

1.计算预期修改δtxi＝-δψsx/δuxi。

2.开关瞬间被修改成

3.通过施加定时约束来约束开关瞬间txi。对于i＝1，施加而对于i＞1，施加

4.通过采用取代δψ′sx来更新x相中的预期伏特-秒校正。

虽然这个相中的预期伏特-秒校正δψsx为非零并且对i的停止标准(例如i＝nx)尚未达到，但是i＝i+1被设置，并且这个过程对于下一个开关转变重复进行。对三相的每个执行步骤3。

由于无差拍控制器针对尽可能快地去除定子通量误差，并且因为开关瞬间中的校正未被处罚，所以无差拍控制器趋向为进取的，并且它在瞬变和扰动期间实现快速响应。预测时域是开始于当前时刻的时间间隔，使得覆盖每相一定数量的开关转变。在最简单版本中，预测时域是最短时间间隔，直到包括全部三相中的开关转变为止。在两种情况下，预测时域的长度是时变的。

备选地，能够利用二次成本函数和线性约束来公式化最佳控制问题，这引起二次规划(qp)。qp的数值结果是开关瞬间的最佳修改δtxi。

图11示出可如何在预测时域tp内在每个取样时刻kts定期确定开关模式54。简图的上部示出取样时刻kts下的预测时域tp，而下部示出取样时刻(k+1)ts下的预测时域tp。可以仅对移动预测时域tp之内的时间间隔来确定修改的脉冲模式54。此后，未修改的脉冲模式可存在。

即使在时间kts，在预测时域tp内计划开关位置序列，也只有在取样间隔ts内的开关序列应用于转换器12。只有具有等于连续取样时刻之间的差的时间长度的修改的开关模式54的部分可应用于电转换器12。

使用新测量在下一个取样瞬间(k+1)ts重新计算预测；可得出开关位置的移位和/或修订序列。这称作滚动时域策略。这个策略提供反馈，并且使控制器对通量观测器噪声和建模误差是健壮的。

模拟结果

图12a至图12d示出正常速度操作期间并且在如上所述的控制器24的控制下的转换器系统10的量。载波频率被选择为fc＝400hz，这引起近似200hz的装置开关频率。图12示出以额定转矩和20％速度(其中基频f1＝10hz)进行操作的系统10的模拟结果。对应脉冲数为d＝20。调制信号在图12a中示出。共模分量(23)被加到调制信号，以产生相当于空间向量调制的开关模式54。所产生三相开关位置在图12b中示出。图12c示出固定正交αβ坐标系中的定子通量向量的(分段仿射)轨迹。定子通量轨迹在这个高脉冲数下几乎是圆形的。转子通量轨迹是内圆轨迹。机器的三相定子电流在图12d中示出。电流的总需求失真为7.5％。

图13a至图13d示出低速操作期间并且在如上所述的控制器24的控制下的转换器系统10的量。以2％速度(即以f1＝1hz)和额定转矩来操作系统10。示出基本周期的四分之一。载波频率被保持在fc＝400hz，从而产生高脉冲数d＝200。的大共模偏移被加到调制信号。特别地，选择这允许使用滞环控制器(18)来控制中性点电位υn。大共模偏移将三相开关模式完全移位到上或下半部中，参见图13b。每当中性点电位υn在υn，min＝-0.025和υn，max＝0.025处达到其限度，则滞环控制器(18)翻转共模分量的符号。这在时刻t＝37.5ms、113.75ms和190ms发生。不管有效共模分量，定子电流几乎是正弦的，如在图13d中能够看到。

图14a和图14b示出在时间t＝0从优化脉冲模式到基于载波的脉宽调制脉冲模式的切换。在时间t＝0之前，使用具有脉冲数d＝11的优化脉冲模式，而在时间t＝0之后，利用载波-基频比fc/f1＝22联机生成开关模式。

图14a示出了开关模式生成中的变化没有引起任何瞬变或扰动。在时间t＝0，通量参考的形状从分段仿射(对于优化脉冲模式)改变成正弦。当使用联机生成开关模式时，定子通量纹波增加，因为这些开关模式及其通量轨迹是次优的。对应三相开关位置在图14b中被描绘。在时间t＝0对固定调制循环从优化脉冲模式到脉宽调制开关模式的移位是清楚可见的。

虽然在附图和前述描述中详细图示和描述了本发明，但是这种说明和描述被认为是说明性或示范性而不是限制性的；本发明并不局限于所公开的实施例。根据研究附图、本公开和所附权利要求书，对所公开的实施例的其它变更由本领域熟练的且实践所要求保护的发明的技术人员能够理解和实施。在权利要求书中，词语“包括”并不排除其它元件或步骤，以及不定冠词“一个(“a”或“an”)”并不排除多个。单个处理器或控制器或其它单元可实现权利要求中所述的若干项的功能。在互不相同的从属权利要求书中陈述某些措施的纯粹事实并不表示这些措施的组合不能很好地使用。权利要求书中的任何参考符号不应当被理解为限制范围。