用于以交错方式操作功率因数校正器元件的系统的制作方法

本发明涉及一种根据权利要求1所述的用于以交错方式操作第一功率因数校正器元件和第二功率因数校正器元件的系统。

背景技术：

为了最大程度地减少损耗并避免运行应用所需的额外功率要求，已经引入了许多有源功率因数校正拓扑。根据应用必须处理的功率密度级别，可以采用以下两种主要方法：

用于低功率密度的单级功率因数校正器(pfc)；

用于高功率密度的多级功率因数校正器，通常称为“交错式”。

交错的概念用于在单独的pfc部件中分配总功率密度，并且可以通过使用通常并联连接的两个或更多个单级功率因数校正器(pfc)来实现。添加的级数越多，控制调节逻辑就变得越复杂。

通常，使用一个控制集成电路(ic)来处理交错式功率因数转换器的整体控制策略，但是与单级解决方案相比，该控制ic更复杂且更昂贵(复杂的控制ic)。

技术实现要素：

因此，本发明的目的是促进交错式功能，而不必依赖于通常使用的复杂的控制ic。

希望通过仅使用单级功率因数校正控制ic来实现完整的交错式功能。

本发明的目的通过一种用于以交错方式操作第一pfc元件和第二pfc元件的系统来实现，所述系统包括：

具有第一单级pfc控制器的第一集成电路；

具有第二单级pfc控制器的第二集成电路；以及

连接第一集成电路和第二集成电路的同步电路；

其中所述同步电路适于控制第一集成电路和第二集成电路，使得第一pfc元件和第二pfc元件反相地工作。

具有第一单级pfc控制器的第一集成电路控制第一pfc元件，而具有第二单级pfc控制器的第二集成电路控制第二pfc元件。

因此，根据本发明，可以使用通常的单级功率因数校正(pfc)控制集成电路(ic)，以实现完整的交错功能。由于同步电路的存在，因为可以通过简单且廉价的单级pfc控制ic(即用于第一pfc元件的第一集成电路和用于第二pfc元件的第二集成电路)实现交错功能，因此使用复杂的控制ic的需求变得微不足道。

根据所述系统的优选实施例，所述系统被实现为对称锁相环。

因此，第一pfc元件和第二pfc元件成为对称锁相控制环的一部分，这使得这两个单独的单级pfc元件能够以交错方式从低功率到高功率、从零交叉到市电峰值一起工作。

根据所述系统的优选实施例，同步电路适于使用由第一集成电路提供的信号和/或由第二集成电路提供的信号作为对称锁相环的主控。

因此，可以将第一集成电路(从控)相位锁定到第二集成电路(主控)提供的信号，或者将第二集成电路(从控)相位锁定到第一集成电路(主控)提供的信号。无论哪种情况，从控都必须将其频率调节为与主控反相。

但是，出于对称的原因，优选地，两个级-即由第一集成电路提供的信号和由第二集成电路提供的信号-充当主控和从控这两者。因此，每个信号通过其彼此的相位关系来控制。通过这种对称设置，控制部分中的所有偏移效果都将被另一部分中的相同偏移量抵消。

因此，根据所述系统的优选实施例，同步电路适于基于第一集成电路提供的信号与第二集成电路提供的信号的相位关系来控制第一集成电路提供的信号，以及基于第二集成电路提供的信号与第一集成电路提供的信号的相位关系来控制第二集成电路提供的信号。

根据所述系统的又一个优选实施例，同步电路包括相位检测器，该相位检测器适于根据由第一集成电路提供的信号与由第二集成电路提供的信号之间的相位关系来生成输出信号，其中所述输出信号被发送到第一集成电路和/或第二集成电路。

所述相位检测器将两个输入信号关于其相位关系进行比较，并基于该比较生成输出信号。这些输出信号随后被反馈到第一集成电路和/或第二集成电路，从而能够调节分配了ic的各个pfc元件的操作。由此，可以优化交错功能。

根据所述系统的优选实施例，相位检测器被实现为触发器，该触发器被提供第一集成电路的晶体管的栅极信号以及第二集成电路的晶体管的栅极信号，并且其中触发器的第一输出信号被发送到第一集成电路的误差放大器，而触发器的第二输出信号被发送到第二集成电路的误差放大器。

这是根据本发明的同步电路的特别简单的实现。该控制拓扑实现了关联的pfc元件的交错功能。

为了使同步电路的设计尽可能简单，根据所述系统的优选实施例，所述触发器由两个npn晶体管构成，所述npn晶体管具有从一个晶体管的集电极到相应的相对晶体管的基极的交叉耦合电阻器反馈。

根据所述系统的又一个优选实施例，相位检测器的输出信号，优选是触发器的第一输出信号和第二输出信号，被引导通过同步电路的至少一个低通滤波器。

所述低通滤波器可以包括电容器和电阻器，并且在相位检测器的响应(即其输出信号)馈送到第一集成电路和/或第二集成电路之前，对相位检测器的响应进行平均。

根据所述系统的优选实施例，所述系统还包括平衡电路，该平衡电路适于使第一集成电路的误差放大器的输出电压与第二集成电路的误差放大器的输出电压匹配。

由此，误差放大器可以被迫具有几乎相同的输出电压，这改善了控制环的整体稳定性。

根据所述系统的优选实施例，平衡电路是同步电路的一部分。

如果将平衡电路集成到同步电路中，则根据本发明的同步电路的设计可以保持简单。如果同步电路本身被实现为集成电路，那么这是特别有利的。

根据所述系统的优选实施例，平衡电路由两个pnp晶体管构成，所述pnp晶体管的公共发射极被耦合为简单差分放大器。

根据所述系统的另一优选实施例，第一集成电路和第二集成电路适于施加直接电流控制，并且各自包含电压误差放大器。

可替代地，根据本发明的另一方面，第一集成电路和第二集成电路适于施加间接电流控制，并且各自包含跨导放大器作为误差放大器。

本发明的目的还可以通过一种用于以交错方式操作第一pfc元件和第二pfc元件的系统来实现，所述系统包括：

第一pfc控制器；

第二pfc控制器；以及

连接第一pfc控制器和第二pfc控制器的同步电路，其中同步电路适于控制第一pfc控制器和第二pfc控制器，以使第一pfc元件和第二pfc元件反相地工作，其中所述系统被实现为具有用于第一pfc元件和用于第二pfc元件的驱动输出端口的单个集成电路。

根据该系统的优选实施例，第一pfc控制器或第二pfc控制器具有误差放大器。因此，在这种系统中不需要平衡电路。

附图说明

下面使用示例性实施例的附图对本发明进行简要描述。

图1示出了边界模式下的基本功率因数控制。

图2示出了电流和电压，其中瞬时输入电压vi大于输出电压vo的1/2。

图3示出了电流和电压，其中瞬时输入电压vi小于输出电压vo的1/2。

图4示出了具有直接电流控制和电压误差放大器的边界模式pfc。

图5示出了具有间接电流控制和跨导误差放大器的边界模式pfc。

图6示出了具有完美交错的电流和电压。

图7示出了直接电流控制和电压误差放大器。

图8示出了干扰之后pll的进展。

图9示出了实施例1的间接电流控制和跨导放大器。

图10示出了实施例2的间接电流控制和跨导放大器。

图11示出了常见的跨导误差放大器和间接电流控制。

图12示出了单级功率因数校正的示例。

图13a示出了交错功率因数校正的示例。

图13b类似于图13a的系统的工作模式。

图14示出了根据本发明的系统的概念。

具体实施方式

交流变速驱动电子设备的功率因数定义为流至负载的有功功率与系统中的视在功率的比值。功率因数小于1意味着电压波形和电流波形不同相，从而导致一些损耗和额外的功率要求以运行应用。

为了获得大约1的理想功率因数，已经研究并引入了许多有源功率因数校正拓扑。

根据电子设备必须处理的功率密度级别，可以使用以下两种主要方法：

用于低功率密度的单级功率因数校正器；

用于高功率密度的多级功率因数校正器，称为“交错式”。

特别地，可以通过使用两个或更多个功率因数校正级来实现用于划分部件上的功率密度的交错概念。添加的级数越多，控制调节逻辑就变得越复杂。

在变速驱动器中，例如对于用于制冷设备的压缩机，电子板概念通常是模块化的，这意味着同一电子平台可用于115v和230v的细分市场。

将115v平台与230v平台进行比较，在驱动相同负载时，输入电流将是两倍。这意味着，为了降低功率密度，对于115v应用，交错式功率因数(双级)概念是优选的，而对于230v应用，单级概念是优选的。

为了实现模块化，通常将一个集成电路(ic)用于115v和230v两者，该ic能够驱动交错解决方案。这将为115v应用提供合适的成本，但为230v应用带来了额外的成本，因为原则上将不需要更昂贵的ic，也不会带来真正的好处。实际上，可以在230v应用中使用更简单的低成本单级控制ic，但这种方法另一方面会损害解决方案的模块性。

通常使用图12中描绘的配置来实现单级功率因数校正。为了实施功率因数转换器的整体控制策略，使用了单个控制ic。为此，当前使用不同的控制策略。众所周知的概念是操作的连续导电模式(ccm)或断续导电模式(dcm)。

交错式功率因数校正通常在处理较高功率应用时使用，它是使用图13a所示的配置实现的。

通常，使用一个控制ic来实施交错式功率因数转换器的整体控制策略。与单级解决方案相比，该ic更复杂，更昂贵。

使用更复杂的控制ic的原因是，两个功率因数级需要交错运行，这意味着两个支路的工作相位相反，如图13b中的pwm1和pwm2信号所示，这与图13a的系统的工作模式相似。

发明目的

本发明的目的是使用两个单级功率因数校正控制ic，从而控制/同步这些ic，使得功率因数校正以完全交错的功能工作。

新设计基于图14所示的图。

一旦连接了交流电源电压，同步电路(“pwm同步”，sync)就会进行检测，并提供两个功率因数校正电路的同步，即与第一ic(ic1)和第二ic(ic2)的同步。这针对1个半周期连续地进行。

提供同步信号以便获得交错功能，从而获得交错功能。通过这样做，可以分别为230v/115v应用安装单个/两个简单且成本优化的ic。

这样，可以充分利用模块化概念，同时保持成本和复杂性完全适合单/双级解决方案中的功率需求。

边界模式升压pfc的简要说明

在边界模式升压功率因数控制器中，电感器电流始终在断续电流模式和连续电流模式之间的边界上移动。这种工作状态通常称为边界模式。每当电感器电流达到零时，场效应晶体管(fet)开关就会导通。每当电感器电流(＝fet电流)达到预定值时，fet开关将再次关断，其中所述预定值取决于传输的功率乘以瞬时整流市电电压。此操作方案如图1所示。

边界模式pfc具有两种主要工作模式，一种是瞬时输入电压vi>1/2vo时，另一种是vi<1/2vo时。它们在图2和图3中示出，其中示出了一个高频开关周期。在市电半周期内，转换器通常会在两种工作模式下运行。imax是图1中il的可变上限值。

在市电峰值处，imax最高。当接近市电零交叉时，imax趋近于零。可以看出，对于恒定功率和输入均方根(rms)电压，fet的导通时间在一个市电半周期内几乎恒定(如果忽略电压上升时间和回摆时间t1/2的话)。另一方面，二极管的导通时间在市电半周期内变化很大。

因此，边界模式升压级的开关频率是可变的，其在每个市电半周期作为功率的函数而变化。

某些类型的边界模式pfc

存在几种用于边界模式pfc的控制ic。它们中的许多根据以下方案之一进行操作。

在图4中，峰值电流与“正弦(sin)”形输入电压和误差放大器输出电压的乘积成比例地被调节。误差放大器是具有从输出到负(-)输入的局部反馈网络(comp)的电压放大器。

在图5中，没有直接峰值电流调节。取而代之的是，在半个市电周期内，fet的导通时间(或多或少地)保持恒定，但是导通时间是相对于功率来调节的。导通时间是通过以恒定电流为电容器充电从而产生斜坡电压来决定的。该斜坡的高度和长度间接决定了峰值电流。该长度取决于来自误差放大器的电压。

在图5中，误差放大器是跨导放大器，其具有连接在输出和地之间的补偿网络。

但是，放大器类型并不与图中所示的控制方法相关联。跨导放大器也可以与直接电流控制一起使用，反之亦然。

对于这两种控制方法，fet通常在二极管电流结束后的第一个“谷”(即t1/2)中导通。在谷中导通是最小化开关损耗的一种方法。此事件称为零电流检测(zcd)。所示的补偿网络具有一个电阻器和一个电容器，但它们可以包含数量更少或更多的电阻器和电容器。

图5中的电路通常还包含用于电流感测的电阻器，但该电阻器仅用于过载保护，而不是用于调节。因此，此处未显示。

两个边界模式pfc交错

在高功率下，理想的是在两个并行级之间共享功率，其中每个级仅处理一半的功率。它们必须同步才能以相同的(可变)频率运行，否则可能会发生互扰和拍频效应。

一旦在两个并行的路径上共享了功率，这时将两个升压转换器锁定为始终以反相工作是非常有吸引力的。这将消除输入和输出纹波电流的所有奇次谐波(1、3、5…)，大大降低均方根电流，从而减少电容器上的应力，并使噪声过滤更加容易。

反相驱动器必须内置在控制电路中。由于频率可变，这不是直截了当的。两个控制电路中的任何一个都没有振荡器，或者说，实际上每个升压器(包括功率级在内)都可以视为其自己的变频振荡器，其中频率和功率部分地相关。

图6示出了距离市电电压峰值不远的完美交错的升压对的快照。中间的蓝色实线和绿色虚线波形是每个级的开关电压。

现在，如何使两个单独的pfc级从低功率到高功率以及从零交叉到市电峰值一直这样工作？一种方法是使它们成为对称锁相环(pll)的一部分。pll是一个负反馈环，通常的稳定性和环补偿规则适用。

常规的pll包括相位检测器，该相位检测器根据相同频率下两个信号之间的相位关系来产生dc电压。通常，这些信号是输入频率和本振可控振荡器频率。该电压用于调节振荡器频率，以使振荡器信号的频率和相位与输入信号一致。振荡器被锁相到输入信号。

可以将一个pfc升压器视为主控，而将另一个pfc升压器视为从控。然后，从控必须将其频率调节为与主控反相。但是出于对称的原因，让两个级都是主控和从控以使每个级都受其与另一个级的相位关系控制似乎更明智。通过这种对称设置，控制部分中的所有偏移效果都将被另一部分中的相同偏移量抵消。

图7示出了这样一个系统，其中锁相了两个单独的pfc级，图8示出了一种可能的工作模式。此示例使用直接电流控制和电压误差放大器。

必须理解，调节边界模式转换器的频率与调节其功率和其峰值电流是相同的。还可以调节二极管导通后的死区时间，并保持峰值电流不变。但是，这将抵消通过在电压谷中导通来最小化开关损耗的愿望。

因此，频率调节是通过调节峰值电流来完成的。在不平衡的情况下，相位检测器将尝试将一个峰值电流推高，将另一个峰值电流推低。例如，不平衡可能是两个电感器的值略有不同。较低值的电感器将具有较高的电流斜率di/dt，并且由于两个转换器在锁相时必须以相同的频率运行，因此具有较低值电感器的转换器将以稍高的峰值电流运行。这当然会损害平衡，但不会有太大损害，并且均方根电流等仍将比没有交错的情况更为有利。

图8示出了平衡被干扰后向稳态交错的进展。相位检测器对相位误差给出了两个平衡的响应。这些响应被低通滤波器平均，并通过一个信号馈送到峰值电流控制器，该信号将以滞后相位增加该部分的频率(降低峰值电流)，对于另一部分则相反。

如果vm1>vm2，则会对误差放大器产生相反的影响，因而vea1<vea2，如图8所示。这是由平衡电路和反馈网络comp1+comp2引起的，所述反馈网络将保持vc1＝vc2。在稳定状态下，0和0'not'(非0)都将具有50％的占空比。

平衡电路的真正目的是迫使两个单独的放大器具有近似相同的输出电压，这是通过影响每个放大器的参考电压或分压器来实现的。这必须补偿偏移差异和电阻器容差。如果没有平衡电路，vea1和vea2会因偏移误差和近乎无限的放大器直流增益而发散。

如果要用间接电流控制和跨导放大器对两级锁相，可以按照图9或图10进行。图9中的电路使用通过电阻器注入的相位检测器的输出信号。图10中的电路看起来更简单，并使用双向电流源生成相位检测器的输出。这个构想对于内置到ic中很有吸引力。

pll构想也可以内置到具有用于两个pfc级的驱动输出的一个控制ic中。在这种情况下，最好只有一个误差放大器，这样就不需要平衡电路了。对于具有间接电流控制和跨导放大器的边界模式pfc，可以看起来如图11所示。

对于所示的所有构想，功能块都可以由分立部件或特殊的ic(例如逻辑触发器等)构建。例如，触发器可以由两个npn晶体管构成，这些晶体管具有从集电极到相对晶体管的基极的交叉耦合电阻器反馈。平衡电路可以由两个pnp晶体管构成，所述pnp晶体管的公共发射极被耦合为简单差分放大器。

附图标记列表

pfc1第一pfc元件

pfc2第二pfc元件

ic1第一集成电路

ic2第二集成电路

sync同步电路

pd相位检测器

栅极1第一集成电路的晶体管的栅极信号

栅极2第二集成电路的晶体管的栅极信号

误差放大器1第一集成电路的误差放大器

误差放大器2第二集成电路的误差放大器

lpf低通滤波器

bc平衡电路