一种开关电源变换器的控制器及保护方法与流程

本发明涉及推挽式变换器和全桥变换器的集成控制器的设计，特别涉及一种开关电源变换器的控制器及保护方法。

背景技术：

这些年随着高压bcd工艺的进一步的发展，越来越多的工艺具有低内阻的ldnmos(laterallydiffusedn-metaloxidesemiconductor，横向扩散n型金属氧化物半导体)和ldpmos(laterallydiffusedp-metaloxidesemiconductor，横向扩散p型金属氧化物半导体)管，在一些微功率开关电源中集成功率mos管的控制器具有很大的优势，特别是在推挽式和全桥式变换器应用中集成功率管的控制器优势更加明显，因为这种拓扑结构的开关电源需要非常对称地开关功率管以避免变压器的偏磁效应，而在同一芯片上设计参数非常接近的器件正是集成电路的优点。

图1是ti公司适用于推挽式变换器的集成控制器sn6505，为描述方便假设vin＝5v，变压器各绕组匝数相同，二极管导通压降为0.7v。推挽式正激拓扑结构，在变换器刚启动时或者输出短路时，变换器的输出电压vout接近于零，副边绕组两端的电压vs接近输出二极管d2的导通压降，约为0.7v，那么sn6505引脚vd1处的功率管导通时，vp也约为0.7v，那么功率管导通时漏极电压等于4.3v，这是比较大压降，若此时功率管驱动电压不做限制而等于vin，功率管导通电流可达数安至数十安倍的电流，有可能损坏功率管或者变换器其它器件。为此，sn6505会检测通过功率管的电流，并且限制最大电流为1.7a，来保证功率管或者输出二极管d1和d2等器件不损坏。此电流越小，变换器短路时的电流越小，变换器在输出短路或启机时越安全。然而，此电流大小也代表着变换器的最大功率等级，限制值过小的话会影响带载能力，所以功率管需要在较大电压和较大电流下工作，会产生较大的热量致使控制器温度上升。如图2所示，正激变换器在输出短路状态下温度随时间的变化曲线，从t00时刻开始驱动功率管，功率管发热使得温度从环境温度t0逐渐上升，在t01时刻超过sn6505的过温保护阈值点t2＝168℃，控制器停止驱动功率管，进而温度开始下降，在t02时刻下降到恢复阈值t1＝150℃时又开始驱动功率管，工作后又发热，最终控制器的温度在t1＝150℃与t2＝168℃之间来回振荡。可见，sn6505通过限流驱动和过温保护两种机制来保证开关变换器的可靠性。

虽然sn6505的两种保护机制的共同作用，能有效地防止变换器输出短路时器件损坏，但是有两个缺点：1、控制器温度较高，最终在t2与t1之间振荡，短路条件下sn6505的平均温度超过150℃；2、一旦控制器进入过温保护状态，变换器的容性负载变小，导致变换器输出电容较大时在高温下启机异常。图2中，第一次启动时温度上升时间从t00～t01，一旦进入过温保护后再次启动时，温度上升时间从t02～t03，后者的时间长度大幅低于前者，温度上升的时间决定了变换器给输出电容充电时间，时间越长容性负载能力越大。可见，由于控制器从150℃上升到168℃的时间较短，变换器输出电压还未建立，可能再次进入过温保护，导致变换器输出短路的异常状态撤销后不能正常启动。

中国专利申请公开号为cn106130355a，发明名称为“推挽变换器的晶体管驱动控制方法及控制”，也提出了一种推挽式正激变换器短路的保护方法，检测功率管电流，若电流过大则限制电流，也有过温保护，所以它包含了sn6505的两种保护机制，但是有所不同的是，该专利在检测到电流过大时开始计数，若在规定的时间内持续检测到电流超出设定值，则不管温度是否达到设定值，直接进入休息状态，停止驱动功率管。待休息结束后再次恢复工作。这种保护方式在微小功率的应用中，短路功耗具有明显的优势，在常温环境下输出短路时控制器温度较低。但是，这种方法的容性负载能力远不如sn6505。再有，在功率较大的应用中，由于控制器温度上升较快，很可能先触发过温保护，而不是专利cn106130355a所述的计时保护，从而增加的保护机制变成一种伪机制，实际上变成了与sn6505一样的工作模式，所以也存在与其同样的缺点。

技术实现要素：

本发明的目的是公开一种开关电源变换器的控制器及保护方法，能解决现有技术的问题。

本发明的目的是通过以下技术方案实现的：

第一方面，本发明公开一种开关电源变换器的控制器，包括过温检测电路、延迟恢复计时器、互补时序产生电路、第一与门、第二与门、推挽式mosfet驱动电路、驱动电压产生电路、电流检测判断电路、第一nmos管和第二nmos管；过温检测电路检测控制器的温度，过温检测电路的输出端连接延迟恢复计时器的输入端，延迟恢复计时器的输出端分别连接第一与门的一个输入端和第二与门的一个输入端；互补时序产生电路产生逻辑互补的第一控制信号和第二控制信号，第一控制信号输入到第一与门的另一个输入端，第二控制信号输入到第二与门的另一个输入端；第一与门的输出端和第二与门的输出端连接推挽式mosfet驱动电路的输入端；电流检测判断电路的两个输入端分别连接第一nmos管的漏极和第二nmos管的漏极，电流检测判断电路的输出端连接驱动电压产生电路的输入端；驱动电压产生电路产生驱动电压给推挽式mosfet驱动电路；推挽式mosfet驱动电路的第一输出端连接第一nmos管的栅极，第二输出端连接第二nmos管的栅极；第一nmos管的源极和第二nmos管的源极接地，第一nmos管的漏极连接开关电源变换器的变压器第一原边绕组的同名端，第二nmos管的漏极连接开关电源变换器的变压器第二原边绕组的异名端。

进一步的，所述的控制器还包括第一pmos管和第二pmos管；第一pmos管的源极和第二pmos管的源极连接输入电压vin，第一pmos管的漏极和第一nmos管的漏极连接开关电源变换器的变压器原边绕组的一端，第二pmos管的漏极和第二nmos管的漏极连接开关电源变换器的变压器原边绕组的另一端，第一pmos管的栅极连接全桥式mosfet驱动电路的第三输出端，第二pmos管的栅极连接全桥式mosfet驱动电路的第四输出端。

第二方面，本发明提供一种开关电源变换器的保护方法，由上述控制器来实现，包括延迟恢复式过温保护机制和限流式保护机制；

所述的延迟恢复式过温保护机制为：由控制器的过温检测电路检测控制器的温度，当温度超过过温保护阈值时控制器停止驱动功率管；当温度小于恢复阈值时，控制器延迟一段设定时间后恢复驱动功率管；

所述的限流式保护机制为：由控制器的电流检测判断电路检测功率管开通时的导通电流，若导通电流小于设定值，则以第二驱动电压开通功率管；若导通电流大于设定值，则以第一驱动电压开通功率管。

进一步的，所述的第二驱动电压大于第一驱动电压。

进一步的，所述的延迟恢复式过温保护机制的具体步骤包括：

步骤s101、过温检测电路检测控制器的温度，若温度大于过温保护阈值，输出给延迟恢复计时器的otp信号为高电平；若温度小于恢复阈值，输出给延迟恢复计时器的otp信号为低电平；

步骤s102、当延迟恢复计时器接收到的otp信号为高电平时，输出给第一与门和第二与门的en信号为低电平；当延迟恢复计时器接收到的otp信号从高电平变为低电平时，延迟恢复计时器开始计时，经过一段设定时间t后，延迟恢复计时器停止计时，输出给第一与门和第二与门的en信号由低电平变为高电平；

步骤s103、互补时序产生电路产生逻辑互补的第一控制信号和第二控制信号分别输出给第一与门和第二与门；当en信号为高电平时，第一控制信号经第一与门输出给推挽式mosfet驱动电路，第二控制信号经第二与门输出给推挽式mosfet驱动电路。

进一步的，所述的限流式保护机制的具体步骤包括：

步骤s201、电流检测判断电路检测功率管开通时的导通电流，若导通电流大于设定值，输出给驱动电压产生电路的ocp信号为高电平，若导通电流小于设定值，输出给驱动电压产生电路的ocp信号为低电平；

步骤s202、当驱动电压产生电路接收的ocp信号为高电平时，输出给推挽式mosfet驱动电路的驱动电压为第一驱动电压；当驱动电压产生电路接收的ocp信号为低电平时，输出给推挽式mosfet驱动电路的驱动电压为第二驱动电压；

步骤s203、推挽式mosfet驱动电路通过第一控制信号和驱动电压控制第一nmos关的开通和关断，通过第二控制信号和驱动电压控制第二nmos管的开通和关断。

本发明的开关电源变换器的控制器，适用于推挽式正激变换器和全桥式正激变换器，范围广泛。使用本发明的开关电源变换器的保护方法，同时获得超强容性负载能力、低短路功耗、低峰值温度的优良特性，并且解决功率较大的应用中高温启机异常的问题。

附图说明

图1为现有技术的推挽式变换器结构框图；

图2为现有技术的推挽式变换器在输出短路状态下温度随时间的变化曲线图；

图3为本发明的应用于推挽式变换器的控制器在持续过温保护时温度随着时间变化的曲线图；

图4为本发明的控制器应用在推挽式正激变换器中的电路框图；

图5为本发明的应用于推挽式正激变换器的控制器的工作时序图；

图6为采用现有技术全桥式控制器实现正激电源变换器的框图；

图7为本发明的控制器应用在全桥式正激变换器中的电路框图；

图8为本发明的应用于全桥式式正激变换器的控制器的工作时序图。

具体实施例

下面结合附图对本公开实施例进行详细描述。

以下通过特定的具体实例说明本公开的实施方式，本领域技术人员可由本说明书所揭露的内容轻易地了解本公开的其他优点与功效。显然，所描述的实施例仅仅是本公开一部分实施例，而不是全部的实施例。本公开还可以通过另外不同的具体实施方式加以实施或应用，本说明书中的各项细节也可以基于不同观点与应用，在没有背离本公开的精神下进行各种修饰或改变。需说明的是，在不冲突的情况下，以下实施例及实施例中的特征可以相互组合。基于本公开中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本公开保护的范围。

本发明提出一种用于推挽式正激变换器和全桥式正激变换器的保护方法及其控制器，这种保护方法包括延迟恢复式过温保护和限流式保护两种输出短路保护机制。

延迟恢复式过温保护机制通过检测控制器内部温度来实现。当温度超过过温保护阈值t2时控制器停止驱动功率管；当温度再次小于恢复阈值t1时，控制器并不立刻恢复驱动功率管，而是延迟一段设定的时间t后才恢复驱动功率管。

限流式保护机制通过检测功率管开通时的导通电流来实现。若电流小于设定值，则以最大的安全电压开通功率管使其导通内阻最小；若电流大于设定值，则通过降低功率管的驱动电压以限制通过功率管的电流进行保护。

如图3所示，是在变换器的输出端vout短路或者大容性负载cout启动时控制器内部的温度随时间变化的曲线：变换器从t10时刻开始工作，由于功率管漏极电压较高而发热，控制器内部温度从环境温度t0逐渐升高；到t11时刻，温度到达过温保护阈值t2，控制器停止驱动功率管，从而温度逐渐下降；在t12时刻温度到达恢复阈值t1，但是此时并不会立刻恢复驱动功率管，而是经过t12至t14这段延迟恢复时间后才开始驱动功率管，期间控制器内部温度可能在t13时刻达到环境温度t0，从而，在t14时刻重新驱动mos管的温度与上次起始时刻t10的相同，那么t14～t15的时间长度与t10～t11的时间长度相当，这个温度的上升时间代表了变换器最大的容性负载能力，时间越长容性负载能力越强，避免了传统过温保护方式导致变换器启动异常的现象。

实施例一

本实施例提供一种应用于推挽式正激变换器的控制器及保护方法。

如图4所示，粗实线框100是控制器，它与变压器transformer等外围器件形成推挽式正激变换器，通过它可以更清楚地理解本发明的工作逻辑与时序。本实施例的控制器包括：过温检测电路101、延迟恢复计时器102、互补时序产生电路103、与门and1(104)、与门and2(105)、推挽式mosfet驱动电路108、驱动电压产生电路107、电流检测判断电路106、n沟道功率mos管nm1、n沟道功率mos管nm2。过温检测电路检测控制器的温度，过温检测电路的输出端连接延迟恢复计时器的输入端，延迟恢复计时器的输出端分别连接与门and1的一个输入端和与门and2的一个输入端。互补时序产生电路产生逻辑互补的控制信号a和控制信号b，控制信号a输入到与门and1的另一个输入端，控制信号b输入到与门and2的另一个输入端。与门and1的输出端和与门and2的输出端连接推挽式mosfet驱动电路的输入端。电流检测判断电路的两个输入端分别连接nmos管nm1的漏极和nmos管nm2的漏极，电流检测判断电路的输出端连接驱动电压产生电路的输入端，驱动电压产生电路产生驱动电压vdrv给推挽式mosfet驱动电路。推挽式mosfet驱动电路的第一输出端输出栅极电压ng1到nm1的栅极，第二输出端输出栅极电压ng2到nm2的栅极。nm1的源极和nm2的源极接地，nm1的漏极连接推挽式正激变换器的变压器第一原边绕组的同名端，nm2的漏极连接推挽式正激变换器的变压器第二原边绕组的异名端。

工作原理为：过温检测电路时刻检测控制器的温度，若温度超过设定值，则提供给延迟恢复计时器的输出信号otp(overtemperatureprotection,过温保护)变为高电平；延迟恢复计时器根据温度判断结果输出en(enable，使能)信号，若otp为高电平时，en必为低电平，若otp从高电平变为低电平，en延迟一段设定时间t后从低电平变为高电平。互补时序产生电路产生逻辑互补的控制信号a和b。与门and1的两个输入端连接控制信号a和en信号，输出控制信号c。与门and2的两个输入端连接控制信号b和en信号，输出控制信号d。根据与门的工作特性，只有当en信号为高电平时，控制信号a和b才能传递到与门and1和and2的输出端。电流检测判断电路，检测nmos管(下文也称功率管)nm1和nm2的导通电流，输出信号ocp(overcurrentprotection，过流保护)＝“1”表示过流，输出信号ocp＝“0”表示未过流。驱动电压产生电路，根据是否过流来选择输出驱动电压vdrv的大小，若功率管电流超过设定值，选择输出第一驱动电压vdrv＝v1，若功率管电流未超过设定值，则选择输出第二驱动电压vdrv＝v2，第一驱动电压小于第二驱动电压。推挽式mosfet驱动电路在控制信号c的作用下开通或关闭功率管nm1，在控制信号d的作用下开通或关闭功率管nm2，开通功率管时nm1和nm2的栅极电压等于vdrv。

一种开关电源变换器的保护方法，包括延迟恢复式过温保护机制和限流式保护机制。延迟恢复式过温保护机制具体为：由控制器的过温检测电路检测控制器的温度，当温度超过过温保护阈值t2时控制器停止驱动功率管；当温度再次小于恢复阈值t1时，控制器并不立刻恢复驱动功率管，而是延迟一段设定时间t后才恢复驱动功率管。

具体包括以下步骤：

步骤s101、过温检测电路检测控制器的温度，若温度大于过温保护阈值，输出给延迟恢复计时器的otp信号为高电平；若温度小于恢复阈值，输出给延迟恢复计时器的otp信号为低电平；

步骤s102、当延迟恢复计时器接收到的otp信号为高电平时，输出给第一与门和第二与门的en信号为低电平；当延迟恢复计时器接收到的otp信号从高电平变为低电平时，延迟恢复计时器开始计时，经过一段设定时间t后，延迟恢复计时器停止计时，输出给第一与门和第二与门的en信号由低电平变为高电平；

步骤s103、互补时序产生电路产生逻辑互补的第一控制信号和第二控制信号分别输出给第一与门和第二与门；当en信号为高电平时，第一控制信号经第一与门输出给推挽式mosfet驱动电路，第二控制信号经第二与门输出给推挽式mosfet驱动电路。

限流式保护机制具体为：由控制器的电流检测判断电路检测功率管开通时的导通电流，若导通电流小于设定值，则以最大的安全电压(即第二驱动电压v2)开通功率管使其导通内阻最小；若导通电流大于设定值，则通过降低功率管的驱动电压，以第一驱动电压v1开通功率管，以限制通过功率管的电流进行保护。

具体包括以下步骤：

步骤s201、电流检测判断电路检测功率管开通时的导通电流，若导通电流大于设定值，输出给驱动电压产生电路的ocp信号为高电平，若导通电流小于设定值，输出给驱动电压产生电路的ocp信号为低电平；

步骤s202、当驱动电压产生电路接收的ocp信号为高电平时，输出给推挽式mosfet驱动电路的驱动电压为第一驱动电压；当驱动电压产生电路接收的ocp信号为低电平时，输出给推挽式mosfet驱动电路的驱动电压为第二驱动电压；

步骤s203、推挽式mosfet驱动电路通过第一控制信号和驱动电压控制第一nmos关的开通和关断，通过第二控制信号和驱动电压控制第二nmos管的开通和关断。

延迟恢复式过温保护机制由过温检测电路101、延迟恢复计时器102、互补时序产生电路103、非门104和105来实现。

限流式保护机制由电流检测判断电路106和驱动电压产生电路107来实现。

在正常工作条件下，按照推挽式正激变换器应有的工作原理：在控制信号c为高电平时，nm1的栅极电压ng1为高电压，开通功率管nm1，这样电流从vin经过变压器第一原边绕组np1，再进入功率管nm1到gnd；相反地，在控制信号d为高电平时，nm2的栅极电压ng2为高电压，开通功率管nm2，这样电流从vin经过变压器第二原边绕组np2，再进入功率管nm2到gnd。控制信号c和控制信号d是互补的，从而变压器电流分别在绕组np1和np2之间不断交替地产生，能量从正激变压器的原边传递到变压器副边输出端口vout。

在推挽式正激变换器输出短路的条件下，本发明的控制器分别通过延迟恢复计时器输出en和电流检测判断电路产生输出ocp两个控制信号来实现两种不同的保护机制：

当en＝“1”时，互补时序电路产生的互补时钟信号a和b才能传递到与门and1和and2的输出端，即c＝a，d＝b；若en＝“0”,两个与门的输出都被锁定在“0”逻辑，停止驱动功率管nm1和nm2。所以，通过en的输出状态，可以控制功率管的开关状态。

当ocp＝“1”时，表示功率管导通电流超过设定值，驱动电压产生电路提供电压vdrv＝v2，当ocp＝“0”时,表示功率管导通电流没有超过设定值，驱动电压产生电路提供电压vdrv＝v1。所以，通过ocp的输出状态，可以控制功率管开通时栅极与源极之间的电压，从而可以控制功率管通过的电流大小。

为了更易理解本发明的工作原理，绘制了如图5所示推挽式控制器的工作时序图，从上往下，分别对应图4中关键信号en、otp、ocp、c、ng1、d、ng2的波形。

在t0～t1阶段，otp＝“0”，ocp＝“0”，表示控制器内部温度在正常范围，功率管电流也在控制范围内，此时en＝“1”，推挽式mosfet驱动电路按照互补信号c和d的时序交替地驱动功率管nm1和nm2，驱动电压大小为v2，即nm1或者nm2开通时的栅极电压ng1＝ng2＝v2；

在t1～t2阶段，otp＝“0”，ocp＝“1”，表示控制器内部温度在正常范围，功率管电流超过设定值。在t1时刻开始，检测到功率管nm2的导通电流超过设定值，ocp＝“1”，驱动电压产生电路输出电压vdrv从而v2变为v1，从而功率管nm2的栅极电压ng2从v2下降至v1，并且在之后的t1～t2的整个阶段，nm1或者nm2开通时的栅极电压ng1＝ng2＝v1；

在t2～t3阶段，otp＝“1”，ocp＝“1”，表示控制器内部温度超出设定范围，功率管电流超过设定值。在t2时刻开始，otp＝“1”，致使en变为“0”，通过与门and1和and2，驱动控制信号c和d被锁定在逻辑“0”，停止开通功率管nm1和nm2，它们的栅极电压ng1＝ng2＝0；

在t3时刻，otp从“1”变为“0”，表示控制器内部温度从过温状态进入到正常范围，但是此时en并没有立刻从“0”变为“1”，而是持续到t4时刻才变为“1”，从t3到t4的这段时间也是禁止开通功率管的，是本发明所述的延迟恢复时间t。在这段时间控制器的温度下降到与其环境温度t0基本一样，重新启动时具有更大的温度范围(t0～t2)才会再次到达过温保护点t2，具有更强的容性负载能力，避免不能正常启机的现象，本发明的优点在温度较高的环境下更加明显。

在t4时刻，延迟恢复计时器完成计时，en从“0”变为“1”，重新开始开关功率管，由于此时开关电源变换器的输出电容正在充电过程中，输出电压还未建立，仍然会检测到电流超过限定值，ocp＝“1”，从而驱动电压产生电路输出vdrv＝v1，直到t5时刻才检测到电流小于设定值，ocp变为“0”，从t6起再次开启功率管时，驱动电压变为v2。

实施例二

本发明的控制器和保护方法既可以应用在推挽式正激变换器中，也可以应用在全桥式正激变换器中，推挽式和全桥式变换器在拓扑上的基本原理上是相同的。不同的是，前者需要两个绕组来实现不同方向的互补驱动，变压的结构更复杂一些。而后者通过内部pmos管来选择方向，仅需一个绕组实现两个方向的互补驱动，变压器结构简单，但是控制器需要多集成两个功率pmos管，pmos管的电阻率比nmos的大，占用较大的面积。例如，图6是美信公司适用于全桥式变换器的集成控制器max256。

本实施例的应用于全桥式正激变换器的控制器如图7所示，粗实线框200是本发明的控制器，它与变压器等外围器件形成全桥式正激变换器。本实施例的控制器在实施例一的基础上，增加了p沟道功率mos管pm1和p沟道功率mos管pm2。pm1的源极和pm2的源极连接输入电压vin，pm1的漏极和nm1的漏极连接全桥式正激变换器的变压器原边绕组的一端，pm2的漏极和nm2的漏极连接全桥式正激变换器的变压器原边绕组的另一端，pm1的栅极连接全桥式mosfet驱动电路的第三输出端，pm2的栅极连接全桥式mosfet驱动电路的第四输出端。全桥式mosfet驱动电路的第三输出端和第四输出端分别输出栅极电压pg1和pg2。全桥式mosfet驱动电路，在控制信号c的作用下开通或关闭功率管nm1和pm2，在控制信号d的作用下开通或关闭功率管nm2和pm1，开通功率管时nm1和nm2的栅极电压等于vdrv。

本实施例的其他电路连接关系和工作原理均与实施例一相同，在此不再赘述。

在正常工作条件下，按照全桥式变换器应有的工作原理：在控制信号c为高电平时，nm1的栅极电压ng1为高电压，pm2的栅极电压pg2为低电压，同时开通功率管nm1和功率管pm2，这样电流从vin经过pm2后，从变压器端口npb流入，从变压器端口npa流出，再经过功率管nm1到gnd。相反地，在控制信号d为高电平时，nm2的栅极电压ng2为高电压，pm1的栅极电压pg1为低电压，同时开通功率管nm2和功率管pm1，这样电流从vin经过pm1后，从变压器端口npa流入，从变压器端口npb流出，再经过功率管nm2到gnd。控制信号c和控制信号d是互补的，从而变压器电流从npb到npa和变压器电流从npa到npb两个不同的方向不断交替地产生，能量从正激变压器的原边传递到变压器副边输出端口vout。

在变换器输出短路的条件下，本实施例的控制器的保护原理与实施例一的控制器相仿，图8所示是它的工作时序图，与图5的推挽式控制器的工作时序图相比，增加了p型沟道功率mos管pm1和pm2的栅极电压波形，各时间段的工作原理与实施例一中图5的相同，不再赘述。

由于全桥控制器具有p型沟道mos管，从而本发明的电流检测可以通过p型mos管pm1和pm2的导通压降来感应，限流保护也可以通过降低p管的驱动电压来实现。这样存在四种组合方式：①、电流检测和限流保护都通过n型mos管；②、电流检测和限流保护都通过p型mos管；③、电流检测通过n型mos管，限流保护通过p型mos管；④、电流检测通过p型mos管，限流保护通过n型mos管。

以上仅为说明本发明的实施方式，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，凡在本发明的精神和原则之内，不经过创造性劳动所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。