一种高频链互联的三端口MMC-SST拓扑及控制策略的制作方法

本发明涉及一种应用于中低压混合交直流组网系统的固态变压器领域，尤其是一种高频链互联的三端口mmc-sst拓扑及控制策略。

背景技术：

伴随可再生能源渗透率的提高以及直流负荷的比重逐步增大，直流系统在电能传输与智能电网中得到越来越广泛的应用。相对于交流系统，直流系统在减少变换级数，降低传输损耗，避免谐波与无功功率，提高系统响应速度与稳定性等方面具备更多的优势直流系统不断得到推广的同时，连接中低压混合交直流的变压器技术也受到越来越多的关注。固态变压器，又叫做电力电子变压器，是将电力电子技术与高频电能变换技术相结合的新型电力电子设备。在实现传统变压器电压等级变换与电气隔离的基础上，能够在故障隔离，智能通讯，以及连接可再生能源与储能系统等方面弥补传统变压器的不足。

随着技术的发展适合应用在中高压直流传输等大功率场合使用的mmc结构，得到越来越多的应用，由于mmc具有高度模块化的结构特点，因此利于系统的冗余设计，方便进行系统扩容与故障穿越。基于mmc结构的sst，由于其具备公共直流母线以及高度模块化的结构特点，在智能电网、混合交直流配电网中发挥着重要的电能变换与系统控制作用，提高了电力系统的柔性调控能力与可靠性。mmc结构的子模块电容电压波动是基于mmc的sst中的固有问题，这通常需要较大尺寸的电容来进行抑制，这明显制约了sst系统功率密度的提升。所以减小mmc电容的尺寸，对于sst的实际工程应用具有重要意义。

目前对于解决mmc结构子模块电容电压波动的策略，有的学者提出一种飞跨电容结构的mmc(fc-mmc)方案，通过fc实现上、下桥臂之间的功率平衡，可以显著降低电容器的电压纹波。但是桥臂中2倍频环流依然存在，会带来桥臂开关器件电流应力以及开关损耗的增加。有的学者采用上、下桥臂波动功率耦合方案，利用两桥臂之间波动功率基频分量相位相反的特性实现相互抵消，大幅降低了sm电容的尺寸。还有的方案是在相邻桥臂sm之间设计了高频链路，用作功率通道来进行sm间的能量交换以恢复电容器之间的功率不平衡，同时降低了sm电容电压的纹波。但是这些都是基于附加电路的闭环控制实现的，需要大量的检测电路与控制运算资源。并且上述所有关于电压纹波抑制的研究都是基于sm电容电压平衡的前提条件，所以系统还另外需要设计电压平衡控制策略。

技术实现要素：

本发明需要解决的技术问题是提供一种高频链互联的三端口mmc-sst拓扑及控制策略，消除sm电容电压纹波与桥臂中的2倍频循环电流，同时实现所有sm之间的电压均衡。

为解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案是：一种高频链互联的三端口mmc-sst拓扑，包括模块化多电平变换器结构、半桥与电容结构、谐振式推挽变换器和三相桥臂，所述谐振式推挽变换器和半桥与电容结构组成隔离子模块，所述谐振式推挽变换器的高频链路将所有隔离子模块互联在一起形成低压直流母线，所述三相桥臂中每相桥臂均分为上桥臂和下桥臂，每相上桥臂均包括n个隔离子模块和上桥臂电感lg1、lg3、lg5，每相下桥臂均包括n个隔离子模块和下桥臂电感lg2、lg4、lg6。

本发明技术方案的进一步改进在于：所述隔离子模块包括第一功率开关管q1、第二功率开关管q2、第一电容ci、第三功率开关管q3、第四功率开关管q4、第五功率开关管q5、第六功率开关管q6、第二电容cr、三绕组高频变压器t1、第七功率开关管q7、第八功率开关管q8、第三电容co，所述三绕组高频变压器t1包括第一绕组n1、第二绕组n2、第三绕组n3，所述第一功率开关管q1的漏极与第五功率开关管q5的漏极及第七功率开关管q7的漏极相连；所述第二功率开关管q2的源极与第六功率开关管q6的源极及第八功率开关管q8的源极相连；所述第一功率开关管q1的源极与第二功率开关管q2的漏极相连；所述第五功率开关管q5的源极与第六功率开关管q6的漏极相连；所述第七功率开关管q7的源极与第八功率开关管q8的漏极相连；所述第一电容ci的一端与第一功率开关管q1的漏极连接，所述第一电容ci的另一端与第二功率开关管q2的源极连接；所述第二电容cr的一端连接到第五功率开关管q5以及第六功率开关管q6所组成的桥臂中点，所述第二电容cr的另一端与第一绕组n1的同名端连接；所述第一绕组n1的异名端连接到第七功率开关管q7以及第八功率开关管q8所组成的桥臂中点；所述第二绕组n2的同名端与第三功率开关管q3的漏极相连，所述第二绕组n2的异名端与第三绕组n3的同名端相连；所述第三绕组n3的异名端与第四功率开关管q4的漏极相连；第三功率开关管q3的源极与第四功率开关管q4的源极相连；第三电容co的一端与第二绕组n2的异名端相连，第三电容co的另一端与第四功率开关管q4的源极相连。

本发明技术方案的进一步改进在于：所述每相上桥臂第一个隔离子模块的第一功率开关管q1与第二功率开关管q2组成的中点与中压直流母线的正极相连；所述第二功率开关管q2的源极与下一隔离子模块的第一功率开关管q1的源极相连；所述上桥臂电感lg1、lg3、lg5的一端与每相上桥臂的最后一个隔离子模块的第二功率开关管q2的源极连接，三相上桥臂电感lg1、lg3、lg5的另一端分别连接中压交流母线的a相、b相、c相；三相下桥臂电感lg2、lg4、lg6的一端分别与中压交流母线的a相、b相、c相连接，三相下桥臂电感lg2、lg4、lg6的另一端与每相下半桥臂第一个隔离子模块的第一功率开关管q1的漏极连接；每相下半桥臂隔离子模块的第二功率开关管q2的源极与下一隔离子模块的第一功率开关管q1的源极相连；下半桥臂最后一个隔离子模块的第二功率开关管q2的源极与中压直流母线的负极相连；三相桥臂所有隔离子模块中的第三电容co的两端分别对应相连组成低压直流母线。

本发明技术方案的进一步改进在于：所述模块化多电平变换器结构的子模块输入电流包含直流分量与交流分量，交流部分主要包括基频与2倍频分量，在三端口mmc-sst拓扑上、下桥臂纵向隔离子模块之间，波动电流中基频分量if1-ua、if1-ub、if1-uc与if1-da、if1-db、if1-dc相位相反，2倍频分量if2-ua、if2-ub、if2-uc与if2-da、if2-db、if2-dc相位相同，在横向隔离子模块之间，波动电流中基频分量相位是三相正序的，2倍频分量是负序的，均呈三相对称特性。

本发明技术方案的进一步改进在于：所述隔离子模块电流中交流分量ismac_ux分为流向自身电容的纹波电流分量ismac1-ux与流向后级的纹波电流分量ismac-ux建立等效阻抗模型，隔离子模块中谐振式推挽变换器的谐振槽阻抗包括谐振电容cr的等效阻抗1/jω0cr、谐振电感lr的等效阻抗jω0lr，所述谐振式推挽变换器的开关频率f1与谐振频率fr相等时，谐振电路的阻抗为零,所述隔离子模块的等效阻抗包括第一电容ci的等效阻抗1/jω0c和谐振式推挽变换器二次侧输出阻抗rl。

本发明技术方案的进一步改进在于：一种高频链互联的三端口mmc-sst拓扑的控制策略，包括半桥与电容结构控制和谐振推挽变换器控制，所述半桥与电容结构控制采用abc坐标下独立电压电流的双闭环控制，所述双闭环控制包括输出直流电压外环控制和交流侧电流内环控制且调制方式采用载波移相脉宽调制技术调制策略，所述谐振推挽变换器控制采用开环pwm控制。

本发明技术方案的进一步改进在于：所述第五功率开关管q5和七功率开关管q7驱动信号qhfl互补，占空比d固定为50％，原边侧与副边侧驱动同步，第四功率开关管q4、第五功率开关管q5和第八功率开关管q8驱动信号相同，第三功率开关管q3、第六功率开关管q6和第七功率开关管q7驱动信号相同，死区时间内励磁电流与谐振电流对开关器件寄生电容充放电实现零电压开通，通过调节谐振电容cr取值使谐振频率等于开关频率，在谐振电流过零时关断第四功率开关管q4、第五功率开关管q5和第八功率开关管q8，实现所有开关器件的零电流关断，所述谐振推挽变换器控制为基于开关频率f与开环占空比d的开环控制。

本发明技术方案的进一步改进在于：所述半桥与电容结构控制的具体步骤如下：

1)将输出电压给定值umdc^*减去实际电压输出值umdc，经过pi调节器的输出值与输入电流在d轴的分量id作差，经过pi调节后的输出值与输入电压在d轴的分量相加后减去输入电流在q轴的分量iq与ωl相乘后的输出值实现对id的前馈解耦；

2)输出电流在q轴分量的给定值iq^*减去实际输入电流在q轴的分量iq，经过pi调节后的输出值与输入电压在q轴的分量相加后减去输入电流在d轴的分量id与ωl相乘后的输出值实现对iq的前馈解耦；

3)将步骤1)和步骤2)的解耦值输入到dq/abc变换中得到三相调制分量ea^*、eb^*、ec^*，三相调制波分量经过载波移相调制策略得到半桥与电容结构的驱动信号qsm。

由于采用了上述技术方案，本发明取得的技术进步是：

1、本发明tp-sst系统控制简单，mmc级只需要完成基本ac/dc变换的控制，不需要设计均压控制策略与2倍频环流抑制策略，高频隔离级采用最简单的开环控制模式，省去了系统大量的检测电路与控制资源；

2、本发明tp-sst系统具备较高的功率密度，i-sm波动功率的自然消除意味着电容不再需要抑制低频波动功率，其作用将会转变为吸收i-sm与rp²c在工作过程中产生的开关频率电压谐波，这明显降低了i-sm电容的尺寸，有利于系统的功率密度设计；

3、本发明tp-sst系统具备较高的效率，桥臂中2倍频循环电流的消除明显降低了由此带来的开关器件的开关损耗与通态损耗，形成lvdc母线的rp²c模块在功率传输过程中具备良好的软开关特性，这对系统的效率优化设计有着重要意义；

4、本发明tp-sst系统内部存储的能量较少，相对于常规mmc，所提方案中i-sm电容的尺寸大幅减小，这降低了系统中存储的能量，有利于提升系统的动态响应能力。同时当i-sm出现短路故障时，减缓了因电容放电而使电流上升的速度，降低了故障危害。

附图说明

图1a是本发明一种高频链互联的三端口mmc-sst拓扑结构的电气原理图；

图1b是本发明一种高频链互联的三端口mmc-sst拓扑结构的子模块i-sm电气原理图；

图2a是本发明常规三相mmc拓扑结构的子模块基频电流纹波分量示意图；

图2b是本发明常规三相mmc拓扑结构的子模块2倍频频电流纹波分量示意图；

图3是本发明一种高频链互联的三端口mmc-sst拓扑结构的rp²c工作原理图；

图4是本发明一种高频链互联的三端口mmc-sst拓扑结构子模块的等效阻抗模型；

图5a是本发明一种高频链互联的三端口mmc-sst拓扑结构的子模块闭锁模式，子模块输入电流大于0，子模块电容充电模态示意图；

图5b是本发明一种高频链互联的三端口mmc-sst拓扑结构的子模块闭锁模式，子模块输入电流小于0，子模块电容放电模态示意图；

图5c是本发明一种高频链互联的三端口mmc-sst拓扑结构的子模块投入模式，子模块输入电流大于0，子模块电容充电模态示意图；

图5d是本发明一种高频链互联的三端口mmc-sst拓扑结构的子模块投入模式，子模块输入电流小于0，子模块电容放电模态示意图；

图5e是本发明一种高频链互联的三端口mmc-sst拓扑结构的子模块切除模式，子模块输入电流大于0，子模块电容放电模态示意图；

图5f是本发明一种高频链互联的三端口mmc-sst拓扑结构的子模块切除模式，子模块输入电流小于0，子模块电容放电模态示意图；

图6是本发明一种高频链互联的三端口mmc-sst拓扑结构控制策略原理图；

其中，mvac为中压交流母线、mvdc为中压直流母线、umdc为高压直流母线电压、lvdc为低压直流母线、uldc为低压直流母线电压；i-sm为隔离子模块；rp²c为谐振式推挽变换器；q1、q2、q3、q4、q5、q6、q7、q8分别是隔离子模块的第一、第二、第三、第四、第五、第六、第七、第八功率开关管；d1、d2为第一、第二功率开关管内部的反并联二极管；ci为第一电容；cr为第二电容；co为第三电容；t1为高频三绕组变压器、n1为高频三绕组变压器的第一绕组、n2为高频三绕组变压器的第二绕组、n3为高频三绕组变压器的第三绕组；lg1、lg3、lg5为上桥臂电感、lg2、lg4、lg6为下桥臂电感；if1-ua、if1-ub、if1-uc分别为a、b、c相上桥臂基频分量、if1-da、if1-db、if1-dc分别为a、b、c相下桥臂基频分量、if2-ua、if2-ub、if2-uc分别为a、b、c相上桥臂2倍频分量、if2-da、if2-db、if2-dc分别为a、b、c相下桥臂2倍频分量；vgs为开关管的栅源电压；vds为开关管的漏源电压；vt为变压器原边电压；im为励磁电流；vcr为谐振电容电压；iq3、iq4、iq5、iq6、iq7、iq8、分别为第三、第四、第五、第六、第七、第八功率开关管q3、q4、q5、q6、q7、q8的电流；ir为串联谐振槽电流；1/jω0c为第一电容ci的等效阻抗、1/jω0cr为谐振电容cr的等效阻抗、jω0lr为谐振电感lr的等效阻抗、rl为rp²c二次侧输出阻抗、ω0为波动功率的等效角频率；n为子模块数量；ismac-ux为流向子模块及后级的交流量、ismac1-ux为流向自身电容的纹波电流分量、ismac2-ux为流向后级的纹波电流分量；usm为子模块的端口输入电压；ism为子模块的端口输入电流；ici为子模块的第一电容ci的电容电；usmc为子模块第一电容ci的电容电压、ismdc为流入等效电压源的电流；n为变压器变比；umdc^*为直流输出电压的参考值；ua、ub、uc分别为三相交流输入电压的各相电压；ia、ib、ic分别为三相交流输入电流的各相电流；ωt为锁相环输出相位；ud、uq分别为三相输入电压进行abc/dq变换后的d轴分量与q轴分量；id、iq分别为三相输入电流进行dq变换后的d轴分量与q轴分量；id^*为输入电流在d轴的参考值、iq^*为输入电流在q轴的参考值；l为滤波电感；ea^*、eb^*、ec^*分别为进行dq/abc变换后输出三相调制信号；qsm为mmc子模块的驱动信号；f为开关频率；d为开环占空比；qhfl为rp²c的驱动信号。

具体实施方式

下面结合实施例对本发明做进一步详细说明：

如图1a所示，一种高频链互联的三端口mmc-sst拓扑，所述每相上桥臂第一个隔离子模块的第一功率开关管q1与第二功率开关管q2组成的中点与高压直流母线(hvdc)的正极相连；所述第二功率开关管q2的源极与下一隔离子模块的第一功率开关管q1的源极相连；所述上桥臂电感lg1、lg3、lg5的一端与每相上桥臂的最后一个隔离子模块的第二功率开关管q2的源极连接，三相上桥臂电感lg1、lg3、lg5的另一端分别连接高压交流母线(hvac)的a相、b相、c相；三相下桥臂电感lg2、lg4、lg6的一端分别与hvac的a相、b相、c相连接，三相下桥臂电感lg2、lg4、lg6的另一端与每相下半桥臂第一个隔离子模块的第一功率开关管q1的漏极连接；每相下半桥臂隔离子模块的第二功率开关管q2的源极与下一隔离子模块的第一功率开关管q1的源极相连；下半桥臂最后一个隔离子模块的第二功率开关管q2的源极与hvdc的负极相连；三相桥臂所有隔离子模块中的第三电容co的两端分别对应相连组成低压直流母线。

如图1b所示，所述隔离子模块i-sm包括第一功率开关管q1、第二功率开关管q2、第一电容ci、第三功率开关管q3、第四功率开关管q4、第五功率开关管q5、第六功率开关管q6、第二电容cr、三绕组高频变压器t1、第七功率开关管q7、第八功率开关管q8、第三电容co，所述三绕组高频变压器t1包含第一绕组n1、第二绕组n2、第三绕组n3，所述第一功率开关管q1的漏极与第五功率开关管q5及第七功率开关管q7的漏极相连；所述第二功率开关管q2的源极与第六功率开关管q6及第八功率开关管q8的源极相连；所述第一功率开关管q1的源极与第二功率开关管q2的漏极相连；所述第五功率开关管q5的源极与第六功率开关管q6的漏极相连；所述第七功率开关管q7的源极与第八功率开关管q8的漏极相连；所述第一电容ci的一端与第一功率开关管q1的漏极连接，所述第一电容ci的另一端与第二功率开关管q2的源极连接；所述第二电容cr的一端连接到第五功率开关管q5以及第六功率开关管q6所组成的桥臂中点，所述第二电容cr的另一端与第一绕组n1的同名端连接；所述第一绕组n1的异名端连接到第七功率开关管q7以及第八功率开关管q8所组成的桥臂中点；所述第二绕组n2的同名端与第三功率开关管q3的漏极相连，所述第二绕组n2的异名端与第三绕组n3的同名端相连；所述第三绕组n3的异名端与第四功率开关管q4的漏极相连；第三功率开关管q3的源极与第四功率开关管q4的源极相连；第三电容co的一端与第二绕组n2的异名端相连，第三电容co的另一端与第四功率开关管q4的源极相连。

如图2a所示，mmc结构子模块输入电流包含直流分量与交流分量，交流部分主要包括基频与2倍频分量，在三端口mmc-sst拓扑上、下桥臂纵向i-sm之间，波动电流中基频分量if1-ua、if1-ub、if1-uc与if1-da、if1-db、if1-dc相位相反，在横向i-sm之间，波动电流中基频分量相位是三相正序的，均呈三相对称特性。

如图2b所示，在三端口sst上、下桥臂纵向sms之间，波动电流中2倍频分量if2-ua、if2-ub、if2-uc与if2-da、if2-db、if2-dc相位相同。在横向sms之间，波动电流中2倍频分量相位是三相负序的，呈三相对称特性，因此本发明设计了一条能量自由流动的功率通道，提出了一种利用波动功率的三相对称性实现2倍频相互耦合与抵消的方案。

如图3所示，第五功率开关管q5和七功率开关管q7驱动信号qhfl互补，占空比d固定为50％，原边侧与副边侧驱动同步，第四功率开关管q4、第五功率开关管q5和第八功率开关管q8驱动信号相同，第三功率开关管q3、第六功率开关管q6和第七功率开关管q7驱动信号相同。死区时间内励磁电流与谐振电流对开关器件寄生电容充放电实现零电压开通(zvs)，通过调节谐振电容cr取值使谐振频率等于开关频率，在谐振电流过零时关断第四功率开关管q4、第五功率开关管q5和第八功率开关管q8，实现所有开关器件的零电流关断(zcs)。

在一个开关周期内有6种工作模态。

开关模态一(t0-t1)：

在t0时刻第四功率开关管q4、第五功率开关管q5和第八功率开关管q8开通，谐振电流ir谐振电流ir以及流过第五功率开关管q5和第八功率开关管q8的开关管电流iq5、iq8由零上升到最大值后在t1时刻下降到零，谐振电容电压vcr与励磁电流im减小到0后反向增大，变压器原边电压vt为正向电压。

开关模态二(t1-t2)：

在t1时刻，副边谐振电流刚好为零，此时关断第四功率开关管q4、第五功率开关管q5和第八功率开关管q8。随着谐振电容cr充放电的进行，原边侧变压器端电压开始正向减小，t2时刻减小到0，副边电流ir由零向负增长。

开关模态三(t2-t3)：

变压器原端电压vt已经由正变负，谐振电流ir此时恒定。

开关模态四(t3-t4)：

在t3时刻第三功率开关管q3、第六功率开关管q6和第七功率开关管q7开通，谐振电流ir谐振电流ir以及流过第三功率开关管q3、第六功率开关管q6的开关管电流iq3、iq6由零反向上升到最大值后在t4时刻下降到零，谐振电容电压vcr与励磁电流im减小到0后反向增大，变压器原边电压vt为负向电压。

开关模态五(t4-t5)：

在t4时刻，副边谐振电流刚好为零，此时关断第三功率开关管q3、第六功率开关管q6和第七功率开关管q7。随着谐振电容cr充放电的进行，原边侧变压器端电压开始反向减小，t5时刻减小到0，副边电流ir由零向正增长。

开关模态六(t5-t6)：

变压器原端电压vt已经由负变正，谐振电流ir此时恒定。

如图4所示，对i-sm电流中交流分量ismac_ux分为流向自身电容的纹波电流分量ismac1-ux与流向后级的纹波电流分量ismac-ux建立等效阻抗模型，i-sm中rp²c的谐振槽阻抗包括谐振电容cr的等效阻抗1/jω0cr、谐振电感lr的等效阻抗jω0lr，通过，当rp²c的开关频率与谐振频率相等(f1＝fr)时，谐振电路的阻抗为零,因此i-sm的等效阻抗包括第一电容ci的等效阻抗1/jω0c、rp²c二次侧输出阻抗rl，在三端口sst中i-sm的波动功率传递至rp²c二次侧，由于波动功率具备三相对称性，能够实现相互抵消，同时三相桥臂中2倍频循环电流实现了完全消除。

如图5所示由上述分析可知，rp²c在其谐振频率点工作时，谐振电路的阻抗为零，故所有i-sms的电容可以等效为直接互联在一起，在lvdc母线上形成稳定的直流电压源。在一个sm单元中，可将后级rp²c部分等效为一个电压源，对sm电容电压起到钳位的功能，从而实现所有sms电压的自动均衡。如图5所示，可以将sm的工作模态划分为闭锁、投入与切除三种模式。下面结合图5对本发明所述变换器子模块的工作情况做具体说明：

如图5a所示，第一功率开关管q1与第二功率开关管q2均处于关断状态，这种状态通常出现在第一电容ci充电或换流器出现故障需将sm紧急闭锁时。当ism>0时，ism流过d1对第一电容ci进行充电，其值等于第一电容电流ici与流入等效电压源的电流ismdc的和，同时受到等效电压源(evs)钳位，第一电容电压usmc值为uldc/n。电容电压小于额定值(usmc<uc0)时，此时ismdc<0，evs对电容充电，电容电压上升，当usmc＝uc0时，ismdc>0，电容对evs供电。

如图5b所示，当ism<0时，电容与evs进行能量交互。这两种模式均属于sm非正常工作模式。

如图5c所示，第一功率开关管q1开通，第二功率开关管q2关断，此种模式中sm输出电容电压，当ism>0时，sm投入桥臂，电容处于充电状态，同时受到evs钳位。

如图5d所示，当ism<0时，ism通过d2续流，sm投入桥臂，电容处于放电状态，同时受到evs钳位。

如图5e、5f所示第一功率开关管q1关断，第二功率开关管q2开通，此种模式中sm向桥臂输出零电平。如图5e所示，当ism>0或ism<0时，sm均从桥臂中切除，电容受到evs钳位。

如图6所示所述的基于mmc子模块高频链互联的三端口mmc-sst拓扑的控制策略分为控制策略分为半桥与电容结构和谐振推挽变换器(rp2c)控制，其中半桥与电容结构为abc坐标下独立电压电流的双闭环控制，包括输出直流电压外环控制和交流侧电流内环控制，电压外环控制保证中高压直流侧电压稳定，电流内环实现单位功率因数，调制方式为载波移相脉宽调制技术(cps-spwm)调制策略，半桥与电容结构具体控制环路：首先将输出电压给定值umdc^*减去实际电压输出值umdc，经过pi调节器的输出值与输入电流在d轴的分量id作差，经过pi调节后的输出值与输入电压在d轴的分量相加后减去输入电流在q轴的分量iq与ωl相乘后的输出值实现对id的前馈解耦，输出电流在q轴分量的给定值iq^*减去实际输入电流在q轴的分量iq，经过pi调节后的输出值与输入电压在q轴的分量相加后减去输入电流在d轴的分量id与ωl相乘后的输出值实现对iq的前馈解耦，将以上两步的解耦值输入到dq/abc变换中得到三相调制分量ea^*、eb^*、ec^*，三相调制波分量经过载波移相调制策略得到半桥与电容结构的驱动信号qsm，谐振推挽变换器(rp²c)采用开环的pwm控制，其控制策略已在上述说明中图3进行了解释，这里不再赘述，相比与传统的mmc拓扑结构，本发明所述的拓扑结构不需要设计均压控制与2倍频环流抑制策略。

本发明基于mmc子模块高频链互联的三端口mmc-sst拓扑结构通过在常规mmc基础上，使用rp²c与传统半桥与电容结构级联在一起，形成新的隔离子模块(i-sm)。所有rp²c二次侧互联在一起，并形成一条低压直流母线(lvdc)。所有rp²c结构与控制完全相同，为i-sm波动功率与不平衡功率的传递提供了自由耦合通道，利用波动功率的三相对称性实现相互耦合与抵消。通过控制rp²c工作在开关频率与谐振频率相等(f1＝fr)的状态，使谐振电路的阻抗为零，所有i-sm的电容可以等效为直接互联在一起，在lvdc母线上形成稳定的直流电压源。在一个i-sm单元中，可将后级rp²c部分等效为一个电压源，将i-sm第一电容电压ci钳位到固定值uldc/n，从而实现所有i-sm电压的自动均衡。