一种功率因素校正控制电路及驱动电源的制作方法

[0001]
本发明涉及电路及驱动电源技术领域，具体来说，涉及一种功率因素校正控制电路及驱动电源。


背景技术：

[0002]
在电源领域，高功率密度、高效率和低成本的驱动电源更加具有竞争力。通常驱动电源会选择谐振电路来达到实现高功率密度及高效率的目的。谐振电路可以实现原边两个或两个以上的开关管的零电压开通和副边整流二极管的零电流关断，可以降低电源的开关损耗，提高功率变换器的效率和功率密度。同时，为了提高功率因素，往往在谐振电路的前级增加一级有源pfc功率因素校正电路，但这样会导致电路复杂且成本高。
[0003]
为此，现有技术通过电荷泵电路代替pfc(power factor correction，功率因数校正)电路，使单级的谐振电路满足功率因素要求。然而，具有电荷泵的谐振电路存在如下问题：在电路处于输入电压的幅值在一定范围内变化的工作条件下时，当输入电压的幅值增大、且谐振主电路所需的能量不变时，母线电容上的电压随即增大；或者，当谐振主电路的输出功率在一定范围内变化(即谐振主电路所需的功率在一定范围内变化)，输出功率减小且输入电压不变时，母线电容上的电压随即增大。若母线电容上的电压处于一个较高的幅值水平，则后级谐振主电路的相关器件需要承受较高的电压压力。因此，设计电路时，谐振主电路的这些器件需要按照最高幅值的母线电容电压来选择耐压性能。耐压性能高的器件较为昂贵，对于长时间工作在低幅值的母线电容电压下、偶尔工作在高幅值的母线电容电压下的电路来说，选择耐压性能高的器件过于浪费却必须选择，否则在高幅值的母线电容电压下，器件会由于耐压问题而损坏。
[0004]
同时，电荷泵pfc，作为无源措施，很难在较宽的输入和负载范围内实现理想的功率因素校正，功率因素和谐波效果不理想。
[0005]
有鉴于此，如何将母线电容的电压稳定限制在某一个电压值，避免由于母线电容电压过高而对器件造成电压压力，又能在较宽输入和负载范围内实现较好的功率因素校正，已成为本领域技术人员亟待解决的技术问题。
[0006]
针对相关技术中的问题，目前尚未提出有效的解决方案。


技术实现要素：

[0007]
针对相关技术中的问题，本发明提出一种功率因素校正控制电路及驱动电源，以克服现有相关技术所存在的上述技术问题。
[0008]
为此，本发明采用的具体技术方案如下：
[0009]
根据本发明的一方面，提供了一种功率因素校正控制电路，该功率因素校正控制电路包括电网输入vin、整流桥db1、电容c1、电容c2、开关管s1、开关管s2、开关管s3、二极管d1、电感l1、电阻r1、变压器t1、第一输出整流电路、输出电容co、功率因素校正控制电路及谐振控制驱动电路；所述电网输入vin与所述整流桥db1的第一端及第三端连接，所述整流
桥db1的第二端依次与所述电容c1的正极及所述开关管s1的第一端连接，所述开关管s1的第二端依次与所述电阻r1的一端及所述开关管s2的第一端连接，所述电阻r1的另一端与所述电感l1的一端连接，所述电感l1的另一端与所述变压器t1的第一输入端连接，所述变压器t1的第二输入端与所述电容c2的一端连接，所述变压器t1的输出端并联所述第一输出整流电路，所述第一输出整流电路并联所述输出电容co，所述电容c2的另一端依次与所述开关管s3的第一端、所述二极管d1的负极及所述整流桥db1的第四端连接，所述二极管d1的正极依次与所述电容c1的负极、所述开关管s3的第二端及所述开关管s2的第二端连接并接地，所述功率因素校正控制电路与所述开关管s3的第三端连接，所述谐振控制驱动电路的第一端与所述开关管s1的第三端连接，所述谐振控制驱动电路的第二端与所述开关管s2的第三端连接；
[0010]
其中，所述功率因数校正控制电路控制开关管s3的导通时间，可以限制和稳定电容c1的电压；当电感l1电流正半周流通时，控制开关管s3的导通时间，可以控制通过整流桥db1和输入电网vin给电容c1的电流大小，开关管s3导通时间越长，给电容c1充电的电流越小，反之，开关管s3导通时间越短，给电容c1充电的电流越大；当开关管s3的导通时间处于某个值，电容c1的充电和放电电流相等，电容c1电压处于稳态；
[0011]
所述功率因数校正控制电路根据输入电网电压，控制和调制开关管s3的导通时间和导通占空比，使得流过整流桥db1和电网的电流平均值，在工频周期跟踪输入电网电压，则实现了功率因素校正功能；
[0012]
所述功率因素校正控制电路采样vir信号，电网vin整流得到的馒头波电压vin_rec信号，母线电容电压vbus，采用电压环外环和内环平均电流控制的双环控制方式，实现母线电压c1的限制和稳定控制，以及电网功率因素校正功能。
[0013]
进一步的，所述电容c1为极性电容。
[0014]
进一步的，所述电容co为极性电容。
[0015]
进一步的，所述谐振控制驱动电路反馈控制获得期望的输出电压vo和电流io；所述功率因数校正控制电路反馈控制稳定电容c1电压，实现功率因数校正功能。
[0016]
进一步的，当电感l1的电流为从右向左，负半周流动时，二极管d1导通，整流桥db1截止，电流不经过输入电网vin。
[0017]
进一步的，当电感l1的电流为从左向右，正半周流动时，如果开关管s3导通，整流桥db1截止，电流不经过输入电网vin。
[0018]
进一步的，当电感l1的电流为从左向右，正半周流动时，如果开关管s3关断，整流桥db1导通，电流经过输入电网vin。
[0019]
进一步的，谐振控制驱动电路通过变压器，经过第一输出整流电路，向输出电容和负载提供能量。
[0020]
进一步的，谐振控制驱动电路，采用输出电压及输出电流的频率反馈控制，其控制方式与一般串联谐振及串并联谐振电路的控制方式类似，对称互补驱动开关管s1和开关管s2，通过频率控制，获得所设定的输出电压vo及输出电流io。
[0021]
根据本发明的另一方面，提供了一种驱动电源，该驱动电源由上述功率因素校正控制电路组成。
[0022]
本发明的有益效果为：
[0023]
本发明的功率因素校正控制电路及驱动电源，通过控制有源开关管s3的导通时间，限制和稳定了母线电容c1的电压，防止电路器件过应力。同时，采样输入电网电流，采用双环平均电流控制方式，通过控制有源开关管s3的导通时间，使输入电流跟踪输入电网电压，实现了功率因素校正功能。本发明的功率因素校正控制电路及驱动电源，电路简单，控制方便。相比于两级电路，电路成本较低。相比于无源电荷泵pfc，可以很好地兼顾母线容电压和功率因素，可以适用于较宽的输入和输出负载范围。
附图说明
[0024]
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
[0025]
图1是实施例一的示意图；
[0026]
图2是实施例一的电压波形图
[0027]
图3是图1的局部示意图；
[0028]
图4是实施例二的示意图；
[0029]
图5是实施例二的电压波形图；
[0030]
图6是图4中功率因素校正控制电路示意图；
[0031]
图7是图6的电压波形图。
具体实施方式
[0032]
为进一步说明各实施例，本发明提供有附图，这些附图为本发明揭露内容的一部分，其主要用以说明实施例，并可配合说明书的相关描述来解释实施例的运作原理，配合参考这些内容，本领域普通技术人员应能理解其他可能的实施方式以及本发明的优点，图中的组件并未按比例绘制，而类似的组件符号通常用来表示类似的组件。
[0033]
根据本发明的实施例，提供了一种功率因素校正控制电路及驱动电源。
[0034]
实施例一
[0035]
现结合附图和具体实施方式对本发明进一步说明，如图1-3所示，根据本发明实施例的功率因素校正控制电路，包括电网输入vin、整流桥db1、电容c1、电容c2、开关管s1、开关管s2、开关管s3、二极管d1、电感l1、电阻r1、变压器t1、第一输出整流电路、输出电容co、功率因素校正控制电路及谐振控制驱动电路；所述电网输入vin与所述整流桥db1的第一端及第三端连接，所述整流桥db1的第二端依次与所述电容c1的正极及所述开关管s1的第一端连接，所述开关管s1的第二端依次与所述电阻r1的一端及所述开关管s2的第一端连接，所述电阻r1的另一端与所述电感l1的一端连接，所述电感l1的另一端与所述变压器t1的第一输入端连接，所述变压器t1的第二输入端与所述电容c2的一端连接，所述变压器t1的输出端并联所述第一输出整流电路，所述第一输出整流电路并联所述输出电容co，所述电容c2的另一端依次与所述开关管s3的第一端、所述二极管d1的负极及所述整流桥db1的第四端连接，所述二极管d1的正极依次与所述电容c1的负极、所述开关管s3的第二端及所述开关管s2的第二端连接并接地，所述功率因素校正控制电路与所述开关管s3的第三端连接，
所述谐振控制驱动电路的第一端与所述开关管s1的第三端连接，所述谐振控制驱动电路的第二端与所述开关管s2的第三端连接。
[0036]
在一个实施例中，所述电容c1为极性电容。
[0037]
在一个实施例中，所述电容co为极性电容。
[0038]
在一个实施例中，所述谐振控制驱动电路反馈控制获得期望的输出电压vo和电流io；所述功率因数校正控制电路反馈控制稳定电容c1电压，实现功率因数校正功能。
[0039]
在一个实施例中，当电感l1的电流为从右向左，负半周流动时，二极管d1导通，整流桥db1截止，电流不经过输入电网vin。
[0040]
在一个实施例中，当电感l1的电流为从左向右，正半周流动时，如果开关管s3导通，整流桥db1截止，电流不经过输入电网vin。
[0041]
在一个实施例中，当电感l1的电流为从左向右，正半周流动时，如果开关管s3关断，整流桥db1导通，电流经过输入电网vin。
[0042]
在一个实施例中，谐振控制驱动电路通过变压器，经过第一输出整流电路，向输出电容和负载提供能量。
[0043]
在一个实施例中，谐振控制驱动电路，采用输出电压及输出电流的频率反馈控制，其控制方式与一般串联谐振及串并联谐振电路的控制方式类似，对称互补驱动开关管s1和开关管s2，通过频率控制，获得所设定的输出电压vo及输出电流io。
[0044]
本发明还提供一种驱动电源，该驱动电源由上述功率因素校正控制电路组成。
[0045]
在一个实施例中，当开关管s3处于一直导通，输入电网vin、整流桥db1和电容c1，构成不控整流电路，没有功率因素校正功能，此时电容c1的工作电压最低，电网电流谐波也很大；电感l1正半周谐振电流全部通过整流桥db1、输入电网vin，给电容c1充电。流过开关管s1的电流必然小于电感l1正半周电流，因此充电电流始终大于放电电流，电容c1的电压会一直上升，直至损坏器件；如图2和图3所示，所述功率因数校正控制电路控制开关管s3的导通时间，可以限制和稳定电容c1的电压。当电感l1电流正半周流通时，控制开关管s3的导通时间，可以控制通过整流桥db1和输入电网vin给电容c1的电流大小，开关管s3导通时间越长，给电容c1充电的电流越小，反之，开关管s3导通时间越短，给电容c1充电的电流越大。当开关管s3的导通时间处于某个值，电容c1的充电和放电电流相等，电容c1电压处于稳态。因此，控制开关管s3的导通时间，可以限制和稳定电容c1的电压，避免电路器件过应力。
[0046]
在一个实施例中，所述功率因数校正控制电路根据输入电网电压，控制和调制开关管s3的导通时间和导通占空比，使得流过整流桥db1和电网的电流平均值，在工频周期跟踪输入电网电压，则实现了功率因素校正功能，提高了功率因素，降低了电流谐波。
[0047]
在一个实施例中，所述功率因素校正控制电路采样vir信号，电网vin整流得到的馒头波电压vin_rec信号，母线电容电压vbus，采用电压环外环和内环平均电流控制的双环控制方式，实现母线电压c1的限制和稳定控制，以及电网功率因素校正功能。
[0048]
实施例二
[0049]
如图4所示，根据本发明实施例的功率因素校正控制电路，包括电网输入vin、整流桥db1、电容c1、电容c2、开关管s1、开关管s2、开关管s3、二极管d1、电感l1、电阻r1、变压器t1、第一输出整流电路、第二输出整流电路、输出电容co、功率因素校正控制电路及谐振控制驱动电路；所述电网输入vin与所述整流桥db1的第一端及第三端连接，所述整流桥db1的
第二端依次与所述电容c1的正极及所述开关管s1的第一端连接，所述开关管s1的第二端依次与所述电阻r1的一端及所述开关管s2的第一端连接并接地，所述电阻r1的另一端依次与所述功率因素校正控制电路的第一端及所述电感l1的一端连接，所述电感l1的另一端与所述变压器t1的第一输入端连接，所述变压器t1的第二输入端与所述电容c2的一端连接，所述变压器t1的输出端并联所述第一输出整流电路，所述第一输出整流电路并联所述输出电容co，所述电容c2的另一端依次与所述开关管s3的第一端、所述二极管d1的负极及所述整流桥db1的第四端连接，所述二极管d1的正极依次与所述电容c1的负极、所述开关管s3的第二端及所述开关管s2的第二端连接，所述功率因素校正控制电路的vg_s3端与所述开关管s3的第三端连接，所述功率因素校正控制电路的vin_rec端与所述第二输出整流电路连接，所述谐振控制驱动电路的vg_s1端与所述开关管s1的第三端连接，所述谐振控制驱动电路的vg_s2端与所述开关管s2的第三端连接。
[0050]
在一个实施例中，见图6，采样电阻r1两端电压作为表征电感l1谐振电流的信号。以开关管s1和开关管s2连接中点作为采样信号参考地，电压两端vir＝il1*r1。当电感l1电流从左向右正向流动时，vir信号为负值。当电感l1电流从右向左反向流动时，vir信号为正值。如图4所示，图6中的s4驱动信号与图4中的s3驱动相同。vir经过图6中的s4控制后，所得信号，所得信号与输入电流成正比。
[0051]
在一个实施例中，功率因素校正控制电路采样vir信号，电网vin整流得到的馒头波电压vin_rec信号，母线电容电压vbus，采用电压环外环和内环平均电流控制的双环控制方式，实现母线电压c1的限制和稳定控制，以及电网功率因素校正功能。
[0052]
在一个实施例中，如图6所示，电压环反馈运放输出vcomp与vin_rec相乘作为电流内环的基准，其与输入电流采样信号相叠加，作为电流内环运放的同相端输入，运放输出信号icomp与信号发生器信号vt比较，触发控制开关管s3导通。
[0053]
在一个实施例中，电感l1电流由正半周转换为负半周流动时，开关管s3仍处于导通状态，代替二极管d1导通，降低导通损耗。当流过开关管s3的负半周电流逐渐减小到设定比较值时关断开关管s3。
[0054]
在一个实施例中，如图5和图6所示，vt信号为固定恒流源给电容c充电获得锯齿波信号，当检测vir信号高于设定比较阈值vth时，恒流源给容充电。检测vir信号低于设定比较阈值vth时，与容并联的开关维持导通，vt信号保持为零。
[0055]
在一个实施例中，如图6和图7所示，检测vir信号低于设定比较阈值vth时，且处于开关管s1导通期间，即驱动信号hg处于高电平时，复位触发锁存器，关断开关管s3。
[0056]
为了方便理解本发明的上述技术方案，以下就本发明在实际过程中的工作原理或者操作方式进行详细说明。
[0057]
在实际应用时，当开关管s1导通开关管s2关断，开关管s3或二极管d1导通时，电流经过开关管s1，电感l1，变压器t1，谐振电容c2，开关管s3，二极管d1或电容c1；
[0058]
当开关管s1关断开关管s2导通，开关管s3或二极管d1导通时，电流经过二极管s2，电感l1，变压器t1，谐振电容c2，开关管s3或二极管d1；
[0059]
当开关管s1导通开关管s2关断，开关管s3和二极管d1关断时，电流经过开关管s1，电感l1，变压器t1，谐振电容c2，整流桥db1，输入电网vin；
[0060]
当开关管s1关断开关管s2导通，开关管s3和二极管d1关断时，电流经过开关管s1，
电感l1，变压器t1，谐振电容c2，整流桥db1，输入电网vin。
[0061]
综上所述，本发明的功率因素校正控制电路及驱动电源，通过控制有源开关管s3的导通时间，限制和稳定了母线电容c1的电压，防止电路器件过应力。同时，采样输入电网电流，采用双环平均电流控制方式，通过控制有源开关管s3的导通时间，使输入电流跟踪输入电网电压，实现了功率因素校正功能。本发明的功率因素校正控制电路及驱动电源，电路简单，控制方便。相比于两级电路，电路成本较低。相比于无源电荷泵pfc，可以很好地兼顾母线容电压和功率因素，可以适用于较宽的输入和输出负载范围。
[0062]
以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。