边高频逆变器的单极性移相控制以及将变压器副边矩阵式变换器控制成两个普通电压型逆变器，从而仅依靠调制方法实现单相高频链逆变器的安全环流。
[0036]图3为以波形图象方式对解结耦单极性移相调制方法获得功率管驱动信号的展示举例。图中VpV2是由单极性SPWM信号发生环节产生的SPWM信号，SpS2、S3& S4为变压器原边高频逆变器功率管的驱动信号，且S 2互补，S 3与S 4互补，U ^队为与期望输出正弦波频率相同的互补低频方波信号，VP、VNS二分之一载波频率的互补高频方波信号，s P1?Sp4, Sni?Sn4为变压器副边矩阵式变换器功率管的驱动信号，Uab为变压器传递的高频交流信号，Um为矩阵变换器输出的单极性SPWM波。由驱动信号可以看出，变压器原边高频逆变器的右桥臂驱动信号S4(S3)相对于左桥臂驱动信号S1 (S2)存在移相角Θ，并且周波变换器输出电压为单极性SPWM波，故称之为单极性移相调制。变压器副边矩阵变换器中功率管的开通与关断均是在变压器电压为零期间完成的，故可以实现功率管的零电压开关(ZVS)。在任意时刻变压器副边矩阵变换器同一桥臂仅有一个功率管处于关断状态，并且功率管半个周期处于导通状态，另半个周期处于方波调制状态，因此本发明在降低功率管开关频率的同时还能减小功率管的开关损耗。
[0037]图4为变压器副边矩阵变换器在解结耦单极性移相调制方法下的电路分解原理图举例。这样就使矩阵变换器分解成两个普通的电压型逆变器。当输出电压为正时，正组逆变器处于PWM调制状态，负组逆变器处于直通状态；当输出电压为负时，正组逆变器处于直通状态，负组逆变器处于PWM调制状态。
[0038]图5为变压器原边高频逆变器所采用的驱动信号逻辑电路举例。将SPWM信号％、V2求与后得到的信号进行上升沿二分频处理后得到功率管S 2的驱动信号，将功率管S 2的驱动信号求反后得到功率管S1的驱动信号。将SPWM信号V P V2求或后得到的信号进行上升沿二分频处理后得到功率管S4的驱动信号，将功率管S 4的驱动信号求反后得到功率管S 3的驱动信号。
[0039]图6为变压器副边矩阵变换器所采用的驱动信号逻辑电路举例。仏与Vn进行逻辑或得到SpJP S P4的驱动信号，U占Vp进行逻辑或得到Sni和Sn4的驱动信号，1与Vn进行逻辑或得到SjP S P3的驱动信号，U2ig V P进行逻辑或得到S ,2和S N3的驱动信号。可见驱动信号逻辑简单实现方便。
[0040]图7为本发明解结耦单极性移相调制方法控制的单相高频链矩阵式逆变器主要工作原理波形举例。其中Uab为高频变压器原边电压波形，Um为周波变换器输出电压波形，“为流经变压器原边电流波形，iSP1和iSN1分别为流经功率管SPjPSN1的电流波形，^为电感电流波形。
[0041]图8为本发明解结耦单极性移相调制方法控制的单相高频链矩阵式逆变器各阶段等效电路图举例。图(a)?(f)分别为下述工作模态I?8。假定拓扑中的所有元器件均为理想元器件，根据工作原理，在一个高频周期内存在8个工作状态，规定图中箭头方向为正方向，具体模态分析如下:
[0042]I)工作模态I [t^tj，h时刻前S i已经处于导通状态，t ^时刻触发S 4，“经S P S4流通开始向后级传递能量。周波变换器中正组逆变器工作，负组逆变器的功率管均处于导通状态，滤波电感电流iu开始线性上升，经S P1、DN2、SP# Dn3流通。i P为励磁电流和副边反射电流Nis之和。
[0043]2)工作模态2[trt2]，&时刻关断S1, i#D2、S^路流通，由于此阶段内变压器原副边电压均为零，所以此阶段内周波变换器由正组逆变器切换到负组逆变器工作可实现功率管的零电压开通与关断。由于SP2、SP^开通与SN2、SN3的关断没有打断i 有的流通路径，故可实现自然换流，经S P4、DN3、Sni和D pA S n4、Dp3, SpjP D似两条路径续流。i 5维持h时刻不变。
[0044]3)工作模态3[t2_t3]，tjf刻关断S4，由于前级逆变器右桥臂死区的影响，只有S2处于导通状态，故ip经过D 2和D 3开始向电压源U i反馈能量。此阶段i u的续流路径与模态2相同，变压器副边电压为零，直流电源Ui全部加在变压器漏感上，、开始快速下降，〖3时刻电流降为O。
[0045]4)工作模态4[t3_t4]，由于&时刻馈能结束，故此阶段内变压器原副边均没有电流，的续流路径与模态3相同。
[0046]5)工作模态5 [t4-t5]，〖4时刻触发S 3导通，i 5经功率管S 3、变压器原边绕组和功率管S2流通。周波变换器中负组逆变器工作，正组逆变器的功率管均处于导通状态，i w开始线性上升，经Sn1、Dp2、Sn4和D P3流通。
[0047]6)工作模态6 [t5-t6]，&时刻关断S 2，ijl S 3、D1开始进入续流状态，此阶段内变压器原副边电压均为零。周波变换器由负组逆变器切换为正组逆变器工作，功率管SPjP Sp3的触发开通与Sn2和Sn3的关断均为ZVS。^同样可以实现自然换流，经SP4、DN3、SN1和DpASn4, Dp3, Spi^P D ,2两条路径续流。
[0048]7)工作模态7 [t6-t7]，此模态为馈能阶段，、时刻关断S 3，前级逆变器只有S1处于导通状态，故电流ip经过二极管D 4和D i开始向电压源U i反馈能量。此阶段电感电流i u的续流路径与模态6相同，1:7时刻电流i p降为O，馈能结束。
[0049]8)工作模态8 [t7_t8]，此阶段内前级逆变器与变压器均没有电流流过，功率管S1处于导通状态，电感电流的续流路径与模态7相同。随着18时刻功率管S 4导通，电路进入下一个高频周期。
[0050]由以上工作过程可以看出，周波变换器在实现零电压开关的同时，正负组逆变器的切换工作并没有强制打断电感电流原有的流通路径，故所提方法无需借助换流重叠即可实现自然换流。
[0051]以上公开的仅为本专利的具体实施例，但本专利并非局限于此，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，做出的变形应视为属于本发明保护范围。
【主权项】
1.单相高频链矩阵式逆变器的解结耦单极性移相调制方法，其特征在于包括以下步骤: (1)当输出电压的反馈信号即调制波信号Uel小于载波信号U。时得到信号Vi，当输出电压的反馈信号反值即调制波信号Ue2小于载波信号U。时得到信号V2，将V1信号和V2信号的与信号进行上升沿二分频处理后得到变压器前级高频逆变器左桥臂下功率管$的驱动信号S2; (2)对信号S2取反得到变压器前级高频逆变器左桥臂上功率管Si的驱动信号S 1； (3)将V1信号和V2信号的或信号进行上升沿二分频处理后得到变压器前级高频逆变器右桥臂下功率管S4的驱动信号S 4，对信号&取反得到变压器原边前级高频逆变器右桥臂上功率管S3的驱动信号S 3； (4)对载波信号U。进行下降沿分频得到信号VN，对信号Vn取反得到信号V p; (5)对信号U1与信号Vn取或得到变压器副边矩阵变换器中漏极与变压器副边同名端相接的左桥臂第一功率管Spi的驱动信号Spi以及漏极与输出滤波电容Cf&负载相连的右桥臂第三功率管Sp4的驱动信号S P4； (6)对信号U2与信号V,取或得到变压器副边矩阵变换器中漏极与滤波电感L f相连的左桥臂第三功率管Sp2的驱动信号Sp2以及漏极与变压器副边同名端相接的右桥臂第一功率管Sp3的驱动信号S P3； (7)对信号U1与信号VP取或得到变压器副边矩阵变换器中漏极与变压器副边异名端相接的左桥臂第四功率管Sni的驱动信号Sni以及漏极与输出滤波电容Cf&负载相连的右桥臂第二功率管Sn4的驱动信号S N4; (8)对信号U2与信号VP取或得到变压器副边矩阵变换器中漏极与滤波电感L f相连的左桥臂第二功率管Sn2的驱动信号Sn2以及漏极与变压器副边异名端相接的右桥臂第四功率管Sn3的驱动信号S N3o
【专利摘要】本发明公开了一种单相高频链矩阵式逆变器解结耦单极性移相调制方法，由单极性SPWM信号发生环节、解结耦单极性移相调制逻辑处理电路及被控对象单相高频链矩阵式逆变器组成，单极性SPWM信号发生环节所产生的SPWM信息通过解结耦单极性移相调制方法及逻辑进行处理，将单相高频链矩阵式逆变器解耦成两个普通的电压型逆变器，得到用于单相高频链矩阵式逆变器的驱动控制信号，实现能量双向流动和四象限运行。该方法原理简单易实现，能够无需借助辅助电路与变压器副边矩阵变换器功率管的换流重叠即可实现变压器副边矩阵变换器中所有功率管的零电压开关及滤波电感电流的自然换流。在新能源发电和电机调速等领域有广阔应用前景。
【IPC分类】H02M7-5395
【公开号】CN104578887
【申请号】CN201510050293
【发明人】闫朝阳, 徐术超, 韩星月, 郑倩男, 张青山, 吴晓雨
【申请人】闫朝阳, 秦皇岛燕大朝华电子科技有限公司
【公开日】2015年4月29日
【申请日】2015年1月30日