三电平DC-DC buck变换器的二阶滑模控制器及飞跨电容电压平衡方法
【技术领域】
[0001] 本发明设及自动化控制领域，尤其设及一种S电平DC-DCbuck变换器的二阶滑模 控制器及飞跨电容电压平衡方法。
【背景技术】
[0002] S电平DC-DCbuck变换器相对于传统buck变换器有诸多优势；开关管电压应力 减半，增加电感电流脉动频率为开关频率的两倍，减小电感尺寸、提高能量效率。但是=电 平DC-DCbuck变换器开关数目多，控制复杂，飞跨电容电压的控制更是控制的难点。虽然现 有技术中利用二阶滑模控制方法对传统buck变换器进行控制，但是对S电平DC-DCbuck 变换器而言，能够实现二阶滑模控制方法调节输出电压的同时平衡飞跨电容电压的技术尚 属空白，该就亟需本领域技术人员解决相应的技术问题。
【发明内容】
[0003] 本发明旨在至少解决现有技术中存在的技术问题，特别创新地提出了一种S电平 DC-DCbuck变换器的二阶滑模控制器及飞跨电容电压平衡方法。
[0004] 为了实现本发明的上述目的，本发明提供了一种S电平DC-DCbuck变换器的二阶 滑模控制器及飞跨电容电压平衡方法，包括如下步骤：
[0005] S1，建立二阶滑模控制方法有限状态机控制器，将计算得到的临界切换系数Pmi。 代入二阶滑模控制器；
[0006] S2,二阶滑模控制器对飞跨电容电压进行平衡控制，并求出不增加开关管开关损 耗的负载电流的范围。
[0007] 在本发明的一种优选实施方式中，所述S1包括；
[000引二阶滑模控制方法的有限状态机控制器中，磁滞参数5用于限制稳态时的切换 频率，参数e决定用于限制V。,的边界的大小。参数0wmi。和0Pmi。根据
动态更新W便得到无超调的启动和快速的动态响应。
[0009] 有限状态机控制器结构由初始态、状态1+、状态1-、状态化、状态2-、状态3+、状 态3-共7个状态。状态后面的符号" + 分别表示滑模量s〉0和s<0情况。状态机控 制器可分为"充电区域"和"放电区域"。当复合状态"状态23-"被激活后，先进入状态2-， 之后根据切换条件s,f>e，s,f<-e决定是否进行状态2-和状态3-之间的切换。当复 合状态"状态32-"被激活后，先进入状态3-，之后根据切换条件S。,>e，S-e决定是 否进行状态3-和状态2-之间的切换。
[0010] 状态机控制器起始于初始态。因为起始时Vtf<V1。/2,只有"充电区域"被激活。 "充电区域"内，状态2和状态1间切换迫使相平面轨迹向原点移动并迅速进入原点周 围的稳态轨迹，viw在Vh-Vtf和0间切换来合成期望的输出电压，在此过程中状态2不断给 飞跨电容充电。直到Vtf>Vh/2即Stf> 0，"放电区域"才被激活。"放电区域"内，状态3 和状态1间切换能维持与"充电区域"几乎相同的稳定轨迹，即表现出与"充电区域"几乎一 致的输出电压特性，viw在V。济0间切换来合成期望的电压，在此过程中状态3给飞跨电容 放电。切换条件Stf> 0和S0,用于判断当先飞跨电容需要放电还是需要充电，从而选 择进入"放电区域"还是"充电区域"，从而达到平衡飞跨电容电压的目的。条件Stf< -￡， Sd>e则是在负载电流较大时将V。,更精确地限制在Vh/2±e的边界内，W便获得优秀 的输出电压波形。有限状态机控制器结构保证了无论在"充电区域"、"放电区域"还是"充 电区域""放电区域"交替的情形，变换器都拥有一致的优秀输出电压波形，该样，有限状态 机控制器既能利用二阶滑模控制方法无超调、快速地调节输出电压跟踪参考值，又能按照 飞跨电容充放电需要来选择"充电区域"还是"放电区域"从而实现飞跨电容电压的平衡。 条件Stf< -e，Se只有在负载电流足够大时才有可能满足。状态23-内部可能只有 状态2-被激活也可能是状态2-和状态3-均被激活即两个状态交替切换，该取决于条件 Scf<-e，Stf>e是否被满足，而条件Stf<-e，Srf>e与负载电流大小有关系。状态 23-也是如此。考虑到系统参数不确定性和负载扰动，某个时刻V。,可能会偏离期望值V1。/2 很远。切换条件Stf> 0和S0能够使控制器一直处于"放电区域"或"充电区域"即迫 使飞跨电容持续放电或持续充电直到V。,再次进入边界内部。该是在不破坏输出电压波形 的前提下让V。,趋近其期望值最快的方法。在复合状态"状态23-"和"状态32-"期间，状 态2-与状态3-的切换只是反转飞跨电容的充放电状态，并不改变输出电压等级viw。该 样，有限状态机控制器就能够平衡飞跨电容电压的同时调节输出电压跟踪参考值。该样，控 制器同时实现了两个控制目标。值得注意的是，状态2-与状态3-的切换会提高开关管的 开关频率，该会增加一些能量损耗。
[0011] 在本发明的一种优选实施方式中，所述S2包括：
[001引理论上，如果充电占空比和放电占空比严格相同，飞跨电容的电压能够自然平衡。 但是，实际中的寄生现象、器件误差、占空比的差异等问题是很普遍的。如此，对飞跨电容电 压的控制是很必要的。例如开光管的导通电阻的差异，会导致状态2期间对飞跨电容的充 电效率和状态3期间对飞跨电容的放电效率不一致。那么，传统的基于交错控制和PWM控 制的方法，就会造成飞跨电容在状态2充电量大于状态3的放电量，即飞跨电容电压会一直 升高而非被平衡到期望值。
[0013] 如图5中的控制器中，在飞跨电容电压期望值Vh/2两侧设定了上下两个边界。即 使在上述的非理想情况下，利用本文的方法，V。,仍能够被限制在该边界内。将飞跨电容电压 限定在一个足够小的边界内，是得到优异的输出电压波形的基础。在本文提出的控制器中 存在两类比较器：第一类比较器比较状态23-(状态32-)结束后的V。,终值与其期望值Vh/2 的关系，W此来决定之后进入"充电区域"还是"放电区域"，V。,终值大于其期望值Vh/2,则 进入"放电区域"，反之进入"充电区域"，用W保证V。,不偏离期望值；第二类比较器在状态 23-(状态32-)内部，比较V。,值与设定的边界Vh/2+e的关系，一旦V。,超越设定的边界 值则反转飞跨电容的充放电状态，用W保证V。,与其期望值的误差维持在边界Vh/2±eW 内。如果没有第二类比较器，较大的负载电流会导致V。,误差很大，从而影响V。波形。w负载电流足够大、充电效率高于放电效率为例，做出V。,从任意值起始最终趋于稳定的波形 图，最终Vji定在该样一种情形；本次状态23-(状态32-)结束时V的终值与上一次状 态23-(状态32-)开始时V。,的初值相等。图6为飞跨电容电压平衡的暂态过程
[0014] 相似的分析亦可W用于放电效率高于充电效率的情形。最终vcf也稳定在该样一 种情形：本次状态23-(状态32-)结束时v,f的终值与上一次状态23-(状态32-)开始时 Vd的初值相等。
[0015] 综上，本文提出的控制器能够稳定飞跨电容电压在其期望值Vh/2两侧的边界内 部。
[0016] 在本发明的一种优选实施方式中，所述两类比较器包括：
[0017] 第一类比较器比较状态23-(状态32-)结束后的V。,终值与其期望值Vh/2的关 系，W此来决定之后进入"充电区域"还是"放电区域"，V。,终值大于其期望值Vh/2,则进入 "放电区域"，反之进入"充电区域"，用W保证V。,不偏离期望值；
[001引第二类比较器在状态23-(状态32-)内部，比较v,f值与设定的边界V1。/2±e的 关系，一旦V。,超越设定的边界值则反转飞跨电容的充放电状态，用W保证V。,与其期望值的 误差维持在边界Vh/2±eW内。
[0019] 在本发明的一种优选实施方式中，不增加开关管开关损耗的负载电流的范围的求 解过程为：
[0020] 考虑到状态2-与状态3-的切换会提高开关管的开关频率即增加能量损耗，该里 求出使得状态2-与状态3-不发生切换的负载电流的范围。
[0021] 稳态时，V。产V1。/2,Sm，Sm都极小，则有
[0024] 稳态时，切换点在纵轴上，则有0NSm= -5，0P%=S，得
[0025] 稳态时，假定相轨迹充分接近于原点，即|s| <<Viw-Vuf且1.;'1<<^:、'、,,-1'..,)>则滑 模量S的动态方程可简化成
[0026]
[0027] 解上述微分方程得
[002引
[0029] 试图计算稳态时状态2(状态3)的相轨迹从点（Sm，0)走到纵轴上切换点所需要 的时间，已知点（Sm，0)处有S(0) =Sm，'、'((>) = 〇,代入公式（4)得到
[0030]
[0031] 则整个状态2(状态3)的持续时向
[0032]S电平变换器的状态2期间的输出电容、飞跨电容动态方程如下：
[0033]
[0034]S电平变换器的状态3期间的输出电容、飞跨电容动态方程如下
[0035]
[0036] 整个状态2(状态3)期间，S平面相轨迹从纵轴切换点出发到（Sm，0)再回到纵轴 切换点，即Av"=0,解方程组化）或（7)都能够解得
[0037]选取