一种高压直流mmc在基频调制下的均压方法
【技术领域】
[0001] 本发明属于电力电子技术领域，具体涉及一种高压直流MMC在基频调制下的均压 方法。
【背景技术】
[0002] 高压直流输电由于具有传输距离远、传输损耗小等优势，近年来得到较快发展。但 是，与交流场合不同，不同电压等级的直流电网之间不能使用交流变压器连接，需要高压直 流-直流电力电子变换器作为中间隔离环节。模块化多电平变换器（Modularmultilevel converter，MMC)在扩展性、灵活性、故障冗余等方面相对于其他拓扑的多电平变换器优势 显著，因此是实现高压直流-直流变换的首选。
[0003] 专利申请公开号为CN103280977A，发明名称为"一种基于模块化多电平换流器 的隔离型DC/DC变换器"的专利申请文件中提出了一种输入端输出端均为模块化多电平换 流器，输入端输出端之间通过隔离变压器连接的高压DC/DC变换器拓扑；指出其中间变压 器的基波电压可在500Hz~1000Hz之间，并且充分利用模块化多电平变换器的优点减少中 间交流环节的谐波成分。本文中将这种用于实现高压直流-直流变换的MMC记为高压直流 MMC〇
[0004] 由于高压直流MMC的中间变压器不与电网连接，故可通过提高中间交流环节的基 波频率以降低变压器体积和系统其它无功元件的体积，提高系统功率密度。然而，变压器的 高频化又会导致组成MMC桥臂的功率模块单元（下文记为子模块）投切动作次数上升，增 大子模块开关损耗，因此在目前的研究文献中，高压直流MMC优先采用的是基频调制方法， 即：各子模块的投切频率等于中间交流电压的基波频率，各子模块在一个基波周期内只投 切动作一次。但是，目前高压直流MMC子模块电容的均压仍是采用传统交流-直流场合的 排序方法实现，即在子模块的各投切时刻对全部子模块（或未投入/切出的子模块）电容 电压进行排序，再结合相应时刻的桥臂电流方向选择恰当的子模块进行投切动作，这样做 的缺陷是排序次数正比于子模块数（各投切时刻对全部子模块电容电压排序时为2N2次， 各投切时刻对未投入/切出的子模块电容电压排序时为（N2+N)次，N为子模块数目），因此 当子模块数众多时排序计算负担非常大。
【发明内容】
[0005] 针对现有技术的缺陷，本发明提供了一种高压直流MMC在基频调制下的均压方 法，旨在解决高压直流MMC桥臂子模块数众多时排序计算负担大的问题。
[0006] 本发明提供的一种高压直流MMC在基频调制下的均压方法，包括下述步骤：
[0007] S1 :在第i个基波周期的起始时刻，采集N个子模块的电容电压；并在N个子模块 中选择x个电容电压较大的第一子模块以及y个电容电压较小的第二子模块，其余的N-x-y个子模块的为第三子模块；
[0008] S2:通过第一驱动信号控制所述第一子模块在当前基波周期的终止时刻的电容电 压小于起始时刻的电容电压；
[0009] 通过第二驱动信号控制所述第二子模块在当前基波周期的终止时刻的电容电压 大于起始时刻的电容电压；
[0010] 通过第三驱动信号控制所述第三子模块在当前基波周期的终止时刻的电容电压 近似等于起始时刻的电容电压；
[0011]S3:i=i+l，并返回至步骤S1;
[0012] 其中，x为第一子模块的数目，y为第二子模块的数目，第三子模块的数目为N-x_y;i为基波周期的序号；N为子模块的数目。
[0013] 更进一步地，驱动信号的获取方法具体为：
[0014] (1)构造一个参考信号Mraf⑴和L个直流信号THj;
[0015] (2)获得参考信号的上升区间与第j个直流信号的交点时刻tsa和参考信号的下 降区间与第j个直流信号的交点时刻
[0016] (3)重复步骤（2)，遍历j= 1，2,…，L，获得一个基波周期中L个投入时刻和L个 切出时刻；其中第a个投入时刻表示为tsa;第b个切出时刻表示为teb;a= 1，2,…，L;b= 1，2,…，L;
[0017] (4)对桥臂电流在上时间段进行积分处理，获得L组第一充放电效果；对桥臂电流 在下时间段进行积分处理，获得L组第二充放电效果；
[0018] 其中，所述上时间段是指投入时刻tsa到二分之一基波周期时刻k之间的时间段； 所述下时间段是指二分之一基波周期时刻k到切出时刻t&之间的时间段；
[0019] (5)对L个投入时刻和L个切出时刻进行一一配对，获得L!种配对结果，每种配 对结果中含L个时间段；
[0020] (6)根据L组第一充放电效果和L组第二充放电效果，在L!种配对结果中选出一 种配对结果，使得其中含x个放电效果好的第一时间段，y个充电效果好的第二时间段，N-x_y个充放电效果不明显的第三时间段；
[0021] (7)根据所述第一时间段和基波周期构造所述第一驱动信号，所述第一驱动信号 为方波信号，周期为基波周期，高电平持续时间为所述第一时间段，低电平持续时间为基波 周期减去所述第一时间段；
[0022] 根据所述第二时间段和基波周期构造所述第二驱动信号，所述第二驱动信号为方 波信号，周期为基波周期，高电平持续时间为所述第二时间段，低电平持续时间为基波周期 减去所述第二时间段；
[0023] 根据所述第三时间段和基波周期构造所述第三驱动信号，所述第三驱动信号为方 波信号，周期为基波周期，高电平持续时间为所述第三时间段，低电平持续时间为基波周期 减去所述第二时间段。
[0024] 更进一步地，当桥臂子模块数非常多时，第一、二、三时间段的获取均可采用多种 智能优化算法实现，其中，第一时间段的解空间为全部L!种投切时刻配对结果，第二、三 时间段的生成优先级逐次降低，相应的解空间范围逐渐减小；也可以根据需要使得第二时 间段的解空间为全部L!种投切时刻配对结果，第一、三时间段的生成优先级低于第一时 间段。以第一时间段的生成优先级最高为例，具体说明如下：
[0025] 第一时间段的目标函数为：1)在该时间段内子模块电容放电，电容电压下降；2) 在该时间段内子模块的电容电压脉动在系统正常工作允许范围内；3)全部x个第一时间段 的子模块电容放电效果（取绝对值）总和为解空间中的极大。
[0026] 第二时间段的目标函数为：1)在该时间段内子模块电容充电，电容电压上升；2) 在该时间段内子模块的电容电压脉动在系统正常工作允许范围内；3)全部y个第二时间段 的子模块电容充电效果总和为第一时间段的解空间中的极大。
[0027] 第三时间段的目标函数为：1)在该时间段内子模块电容充放电不明显，电容电压 增量近似为〇;2)在该时间段内子模块的电容电压脉动在系统正常工作允许范围内；3)全 部N-x-y个第三时间段的子模块电容充放电效果（取绝对值）总和为第二时间段的解空 间中的极小。
[0028] 在本发明实施例中，预先设计N个驱动信号，其中，第一时间段对应于第一驱动信 号在一个基波周期中的高电平时间段；第二时间段对应于第二驱动信号在一个基波周期中 的高电平时间段；第三时间段对应于第三驱动信号在一个基波周期中的高电平时间段。使 得有x个第一驱动信号在一个基波周期内的放电效果明显，有y个第二驱动信号在一个基 波周期内的充电效果明显，而剩余N-x-y个第三驱动信号在一个基波周期内的充放电效果 不明显，则在进行均压时则只需找出当前所有子模块中电容电压较大的x个第一子模块和 电容电压较小的y个第二子模块，并且由于驱动信号的充放电效果是预先计算好的，因此 只需在每个基波周期的开始时刻对子模块和驱动信号的匹配关系进行调整，综上来看相比 传统的均压方法大大降低了系统排序计算的负担。
[0029] 本发明的通用性在于，参考信号的谐波成分可根据电路工作特性要求给定，并且 任何基频调制下的电路稳态工作时的电压电流都可以准确分析，各个投切时刻可以预先计 算，桥臂电流对子模块电容的充放电效果可以分段准确预测。
[0030] 在本发明的实施例中，首先，设定每个基波周期内的子模块驱动信号是周期重复 出现的，于是只需在每个基波周期开始时刻对全部子模块电容电压排序以完成驱动信号在 本周期内