;
[0025] 6)利用锁相环原理，上述步骤5)完成鉴相器环节，然后通过外差法得到的位置误 差估计C2通过一个PI单元作为环路滤波器；最后的压控振荡器环节是利用一个积分环节 实现，得出转子估计位置Yl;再通过Yl计算出转速El反馈给转速控制单元，重复步骤1);
[0026] 7)高频载波电流信号Sl和Tl还通过两个电流运算单元得出有相位滞后的高频电 压信号Vl和Wl;V1和Wl通过乘法运算单元分别与一个高频余弦分量A3和一个高频正弦 分量B3相乘后，得到具有高频交流分量和直流分量相加的一个和值C3、D3 ;C3、D3经过低 通滤波器单元得到具有相位信息的直流分量E3、F3 ;再经过PI调节单元后，输出相位补偿 信号G3、H3 ;
[0027] 8)高频电压信号生成单元生成高频旋转电压信号Al与相位补偿信号G3、H3 -起 通过相位补偿单元得到最终注入的高频旋转信号BKCl;将其叠加在两相静止坐标系的给 定电压值上，重复步骤2)。
[0028] 本发明的有益效果在于：本发明有效的避免了由相位高频信号滞后产生的误差， 提高了转子位置估算精度。
【附图说明】
[0029] 为了使本发明的目的、技术方案和有益效果更加清楚，本发明提供如下附图进行 说明：
[0030] 图1为本发明所述装置的结构示意图；
[0031] 图2为位置跟踪观测器单元的结构示意图；
[0032] 图3为相位信号处理单元的结构示意图。
【具体实施方式】
[0033] 下面将结合附图，对本发明的优选实施例进行详细的描述。
[0034] 图1为本发明所述装置的结构示意图，如图所示，在本实施例中，本发明所述方法 的具体步骤如下：
[0035] 步骤1 :利用id= 0永磁同步电机矢量控制原理完成两相静止坐标系上电流信号 的提取；
[0036] 步骤I. 1 :如图1所示，转速给定指令信号Dl和转速估计值El经过转速控制单元 (102)后，输出q轴给定电流信号Gl，Gl和q轴定子电流分量Rl通过二号电流控制单元 (104)后，输出q轴给定电压信号给定值II。d轴给定电流信号Xl和d轴定子电流信号Fl通过一号电流控制单元（103)得到d轴给定电压信号值Hl;
[0037] 步骤1. 2 :两相旋转坐标系下d轴电压信号给定值Hl和q轴电压信号给定值Il通 过PARK逆变换单元（105)得到两相静止坐标系下a轴电压信号值Jl和两相静止坐标系 下P轴电压信号值Kl;最终注入的a轴旋转高频电压信号Bl和最终注入的P轴旋转高 频电压信号Cl分别叠加在a轴电压信号Jl和0轴电压信号Kl上；其中PARK逆变换单 元（105)坐标变换原理如下：
[0039]其中，0为两种坐标系之间的夹角；ua、Up分别为两相静止坐标系下a轴和0 轴的电压值Jl、Kl;ud、Uq分别为两相旋转坐标系下d轴和q轴电压给定值Hl、Il;
[0040] 步骤1. 3 :两相静止坐标系下a轴和0轴值J1、K1通过SVPffM单元（106)后，输 出逆变器所需的开关信号L1，开关信号Ll通过电压源逆变器单元（107)后，得到三相静止 坐标系下给定电压并驱动永磁同步电机（108)工作；
[0041] 步骤1. 4 :通过对永磁同步电机（108)的定子电流进行检测得到三相静止坐标系 下的电流值M1，M1通过CLARKE变换单元（112)进行坐标变换得到两相静止坐标系下的a 轴电流和P轴电流NI和01，再接着通过PARK变换单元（I11)得到两相旋转坐标系下d轴 电流和q轴电流的值Pl和Q1，两相坐标系下d轴电流值Pl和q轴电流值Ql分别通过一 号低通滤波器单元（109)和二号低通滤波器单元（110)滤去高频信号后分别作为d轴电流 反馈信号Fl和q轴电流反馈信号Rl输入到一号电流控制单元（103)和二号电流控制单元 (104)完成闭环控制；其中CLARK变换单元（112)和PARK变换单元（111)坐标变换原理如 下：
[0044] 式中，iA、iB、1￡为三相静止坐标系下的电流值Ml;i。％分别为两相静止坐标系 下的电流值Nl、01 ;id、iq分别为两相旋转坐标系下的电流值PUQl;
[0045] 步骤2 :在永磁同步电机id= 0矢量控制的基础上，利用高频旋转信号注入法完 成无位置传感器控制，其中位置跟踪观测器单元采用锁相环原理：
[0046] 步骤2. 1 :两相静止坐标系下a轴电流Nl和P轴电流01还分别经过一号带通 滤波器单元（115)和二号带通滤波器单元（116)滤去基频电流、低频的谐波电流和PffM开 关信号得到a轴高频载波电流Sl和P轴高频载波电流Tl，其具体表达式如下：
[0050] 式中iah、Ifih为高频载波电流信号Sl和Tl; 0为转子磁极位置信息；《 h为高频 角频率；
[0051] 其中，ip、ij别为：
为交、直轴电感；
[0054] 步骤2. 2 :高频载波电流Sl和Tl通过同轴高通滤波器单元（114)滤去正序分量 后，输出高频载波电流负序分量U1，滤波之后的信号只含有位置信号ine]20，转换到两相静 止坐标系中表示为：
[0056] 步骤2. 3 :如图2所示，高频载波电流信号负序分量Ul在a、0轴上分量为A2、 F2 ;a轴高频载波电流负序分量A2与转子磁极位置估计值的正弦函数12 -起经过一号乘 法单元（201)相乘得到B2,P轴高频载波电流负序分量F2和转子磁极位置估计值的余弦 函数H2共同经过二号乘法单元（205)相乘得到G2 ;B2和G2通过减法运算单元（202)得到 转子磁极位置误差计算式C2 ;其原理如下：
[0058] 式中A0为转子位置误差计算式值C2 ; 0为转子磁极位置，I为设定的转子磁极 位置估计值Yl;当C2趋近于0时，转子磁极位置估计值Yl也就趋近于转子实际位置。
[0059] 步骤2. 4 :整个位置跟踪观测阶段采用锁相环技术，上述步骤2. 3利用外差法完成 了锁相环的鉴相器环节；而环路滤波器将由一个PI调节单元（203)完成；转子位置误差计 算式值C2通过PI调节单元（203)得到压控振荡器环节的控制电压D2 ;压控振荡器环节由 积分单元（204)完成；最后输出转子磁极位置估算值Y1，并将其反馈给一号函数转换单元 (207)和二号函数转换单元（206)得到转子磁极位置估计值的正弦函数值12和转子磁极 位置估计值的余弦函数值H2 ;转子磁极位置估算值Yl还要反馈给PARK变换单元（111)和 PARK逆变换单元（105)为坐标变换提供转子磁极位置信息；
[0060]转子磁极位置估算值Yl还要通过转速计算单元（208)得到转速估计值El，转速估 计值再反馈到转速控制单元完成闭环控制；其中转速计算单元（208)原理如下：
[0062]其中为转速估计值EI、P为电机极对数、I;为转子磁极位置估算值。
[0063] 步骤3 :对通过带通滤波器形成相位滞后的高频信号进行相位补偿，提高转子位 置检测精度；
[0064] 步骤3. 1 :经过带通滤波器带有相位滞后的0轴高频载波电流Sl和P轴高频载 波电流Tl还分别经过一号电流计算单元（117)和二号电流计算单元（118)得到相位滞后 的a轴高频电压Vl和P轴高频电压Wl;通过带通滤波器的高频载波电流将会有一个相 位滞后，如下：
[0065]
[0066] 其中，I'ah、l' ^分别为经过带通滤波器带有相位滞后的a轴高频载波电流Sl 和P轴高频载波电流T1，％、％为一个相位值；
[0067] 将经过带通滤波器带有相位滞后的a轴高频载波电流Sl和P轴高频载波电流 Tl转换为a轴高频电压Vl和P轴高频电压Wl也必然会有一个相位滞后：
[0068]
[0069] 式中u'ah、u'心为a轴高频电压Vl和P轴高频电压Wl，:为一个相 位滞后值；
[0070] 步骤3. 2 :a轴高频电压Vl和P轴高频电压Wl通过乘法运算单元（301)分别与 一个高频余弦分量A3和一个高频正弦分量B3相乘后，得到在a轴和0轴上具有高频交 流分量和直流分量相加的一个和值C3、D3 ;C3和D3再通过低通滤波器单元（302)滤去交流 分量后，得到a轴上一个含有相位信息的直流分量￡3和P轴上一个含有相位信息的直流 分量F3,其原理如下：
[0073] 式中，LPF为低通滤波器；
[0074] a轴上一个含有相位信息的直流分量￡3和P轴上一个含有相位信息的直流分量 F3,通过PI调节单元（303)得到a轴相位补偿信号63和P轴相位补偿信号H3;a轴相 位补偿信号63和P轴相位补偿信号H3与高频信号生成单元（100)生成的高频旋转电压 信号Al-起通过相位补偿单元（304)得到a轴最终注入的高频旋转电压信号价和P轴 最终注入的高频旋转电压信号C1，完成有相位补偿的高频旋转信号的注入，重复以上步骤 直到相位补偿值收敛为一恒定值。
[0075] 最后说明的是，以上优选实施例仅用以说明本发明的技术方案而非限制，尽管通 过上述优选实施例已经对本发明进行了详细的描述，但本领域技术人员应当理解，可以在 形式上和细节上对其作出各种各样的改变，而不偏离本发明权利要求书所限定的范围。
【主权项】
1. 一种永磁同步电机低速无传感器控制装置，其特征在于：包括高频电压信号生成单 元（100)、相位信号处理单元（101)、转速控制单元（102