此该 关系式不仅保证了变换器能够输出最大功率，而且能够保证变换器在全功率范围内实现 ZVS软开关。
[0095] 7)根据5)中计算的最大功率条件下的调制移相角和给定移相角之间的关系，根据 给定移相角可W计算出调制移相角为n-%。
[0096] 8)根据输出负载（电池)的工作状态，变换器可W工作于恒压工作模式和恒流工作 模式两种状态，恒压/恒流工作模式下，处理器将采样得到的输出电压/电流信号作为反馈 信号，进行PI运算后，得到功率移相角给定，然后根据给定的功率移相角计算得到调制移相 角。本发明采用增量型数字PI调节器，算法如下：
[0097] 5k = Kp (Gk-Gk-I )+KiGk+5k-i
[0098] 其中Sk为本次给定功率移相角，Sk-I为上一次给定功率移相角，ek为本次电压/电流 误差，ek-i为上一次电压/电流误差，Kp为比例系数，Ki为积分系数。
[0099] 9)将上述得到的计算结果送入PWM调制模块，通过更改PWM模块的同步寄存器来改 变同步时序，从而实现期望的移相角输出，进而得到最终的控制时序。
[0100]为了便于理解，下面对正向能量传递时序进行分析，反向能量传递时分析方法相 同，在此不再寶述。所有的功率器件均为N沟道增强型M0SFET，电压和电流的约定方向如图3 中所示。Bl桥中Q13和Q14为超前臂，Qll和Q12为滞后臂;B2桥Q2UQ24对管和Q22、Q23对管分 别同开同关。
[0101] 如图3(a)所示，模态一:tow前
[0102] 原边Ql 1和Q13导通，原边电流流过Ql 1、Q13;副边Q22、Q23导通，副边电流流过Q22、 Q23。
[0103] 如图 3(b)所示，模态二：[to, tl]
[0104] 原边关断QlI，由于Ql I并联电容的存在，Ql I属于零电压关断。电感电流继续给QlI 并联电容充电，给Q12并联电容放电，当Qll电容电压等于输入电压时，Q12反并联二极管导 通，此时开通Q12为零电压开通。原边电感电流由Qll换流到Q12。
[0105] 如图 3(c)所示，模态 S:[tl，t2]
[0106] 随着电感电流衰减到0,电感电流在外部电压的作用下发生换向，此时副边向电感 提供能量。
[0107] 如图3(d)所示，模态四：[t2，t3]
[0108] t2时刻，副边Q22、Q23关断，由于电容的存在，属于零电压关断。Q22、Q23关断后， Q2UQ24并联电容电压释放到0,致使Q2UQ24的反并联二极管导通，此时开通Q2UQ24属于 零电压开通。
[0109] 如图3(e)所示，模态五：[t3，t4]
[0110] t3时刻，关断Q13,由于电容的存在，Q13属于零电压关断。电感电流继续给Q13电容 充电，Q14并联电容放电，当Q13并联电容电压等于输入电压时，Q14反并联二极管导通，此时 开通Q14属于零电压开通。
[0111] 如图3(f)所示，模态六：[t4,巧]
[0112] t4时刻，关断Q12,由于并联电容的存在，Q12属于零电压关断。电感电流给Q12电容 充电，Qll电容放电，当Q12并联电容电压等于电源电压时，Qll反并联二极管导通，此时开通 Qll属于零电压开通。
[0113] 如图3(g)所示，模态屯：[巧，t6]
[0114] 电感电流衰减到加寸发生换向。
[0115] 如图3化)所示，模态八：[t6，t7]
[0116] T6时刻，Q21、Q24关断，输出电压给Q21、Q24并联电容充电，给Q22、Q23并联放电，当 Q21、Q24电压等于输出电压时，Q22、Q23反并联二极管导通，此时开通Q22、Q23为零电压开 通。
[0117] 如图3(i)所示，模态九：[t7,側
[0118] 关断Q14,由于并联电容的存在，Q14属于零电压关断，此时输入电压给Q13电容放 电，给Q14电容充电，当Q14电容电压等于输入电压时，Q13反并联二极管导通，此时开通Q13 属于零电压开通。
[0119] 经过上述的九个模态，变换器完成了一个周期的工作过程。
[0120] 上述虽然结合附图对本发明的【具体实施方式】进行了描述，但并非对本发明保护范 围的限制，所属领域技术人员应该明白，在本发明的技术方案的基础上，本领域技术人员不 需要付出创造性劳动即可做出的各种修改或变形仍在本发明的保护范围W内。
【主权项】
1. 一种基于双向全桥变换器的软开关宽输出电压范围的控制方法，其特征是:包括以 下步骤： (1) 将双向全桥变换器的所有开关管工作频率设有相同，设置同一桥臂的上下开关管 的死区时间； (2) 确定功率移相角和调制移相角为可调节变量，计算出电感初始电流和平均功率，确 定输出功率约束条件； (3) 根据功率移相角、半个周期时的电流约束条件，得到双向全桥变换器的原边桥的实 现软开关的条件，确定功率移相角的范围； (4) 对输出功率进行微分处理，使其微分值为零，确定最大功率条件下功率移相角和调 制移相角之间的关系，将采样得到的输出电压/电流信号作为反馈信号，进行PI运算后，得 到功率移相角给定，然后根据调制移相角计算得到调制移相角，根据得到的计算结果来改 变同步时序。2. 如权利要求1中所述的一种基于双向全桥变换器的软开关宽输出电压范围的控制方 法，其特征是:所述双向全桥变换器，包括原边桥和副边桥，其中，原边桥和副边桥均为包括 四个开关管的全桥拓扑结构，原边桥的中点通过谐振电感连接变压器的原边;副边桥的中 点连接变压器的副边。3. 如权利要求2中所述的一种基于双向全桥变换器的软开关宽输出电压范围的控制方 法，其特征是:所述原边桥和副边桥均并联有电容。4. 如权利要求2中所述的一种基于双向全桥变换器的软开关宽输出电压范围的控制方 法，其特征是:所述原边桥和副边桥的开关管均并联有电容，并连接有一个反向二极管。5. 如权利要求1中所述的一种基于双向全桥变换器的软开关宽输出电压范围的控制方 法，其特征是:所述步骤(1)中，双向全桥变换器8个开关管工作频率相同，占空比均为50%。6. 如权利要求1中所述的一种基于双向全桥变换器的软开关宽输出电压范围的控制方 法，其特征是:所述步骤(2)中，在一个周期内，电感电流必须得到复位，因此电感电流必须 满足： iL(0)=-iL(n) 根据上式可以计算出电感初始电流：根据平均功率计算公式：得到输出功率约束条件为：其中，ω为角频率，Lr为谐振电感量，Vi为变压器的输入电源值，V2为变压器的输出电源 值，iL为变压器的输入电流值，δ为功率移相角，τ为调制移相角。7. 如权利要求1中所述的一种基于双向全桥变换器的软开关宽输出电压范围的控制方 法，其特征是:所述步骤(3)中，双向移相全桥实现软开关条件： iL(5)>0iL(3T)>0 得到B1桥实现软开关的条件：其中d为折算后的电压比，m为原边侧调制度：VI为输入电压，V2为输出电压，N为变压器匝比。8. 如权利要求1中所述的一种基于双向全桥变换器的软开关宽输出电压范围的控制方 法，其特征是：所述步骤(4)中·对掄,屮,功銮做讲一击的微令々卜理.令上式等于0,以寻找功率最大点，确定最大功率条件下的功率移相角和调制移相角之 间的关系为：9. 如权利要求1中所述的一种基于双向全桥变换器的软开关宽输出电压范围的控制方 法，其特征是:所述步骤(4)中，将最大功率条件下的功率移相角和调制移相角之间的关系 带入输出功率约束条件，得到功率表达式：控制功率移相角δ控制能量流动的大小和方向，当变压器输入电压Vi超前于￥2时，能量 正向流动，当V2超前于Vi时，能量反向流动，当δ = π/2时，传递功率最大，计算出调制移相角 为:π-2δ。10. 如权利要求1中所述的一种基于双向全桥变换器的软开关宽输出电压范围的控制 方法，其特征是:所述步骤(4)中ΡΙ调节的具体算法为:使用增量型数字ΡΙ调节器，结合控制 力.Υ去：-Kp (ek_ek-1) +Kiek+3k-1， 其中为本次给定功率移相角，为上一次给定功率移相角，ek为本次电压/电流误 差，ek-i为上一次电压/电流误差，ΚΡ为比例系数，L为积分系数。
【专利摘要】本发明公开了一种基于双向全桥变换器的软开关宽输出电压范围的控制方法，包括以下步骤：将双向全桥变换器的所有开关管工作频率设有相同，设置同一桥臂的上下开关管的死区时间；确定功率移相角和调制移相角为可调节变量；根据功率移相角、半个周期时的电流约束条件，得到双向全桥变换器的原边桥的实现软开关的条件，确定功率移相角的范围；确定最大功率条件下功率移相角和调制移相角之间的关系，根据得到的计算结果来改变同步时序。可以实现全功率范围内实现软开关和全桥变换器容易实现输出电压的宽范围调节的优点，从空载到满载宽电压输出范围内实现了原副边所有功率管的零电压开关。
【IPC分类】H02M3/335
【公开号】CN105634286
【申请号】CN201610061506
【发明人】杨建旭, 刘爱忠, 李勇, 唐亮, 陈嵩, 李清川, 杨勇, 于波峰, 陆继清, 吴韶鑫
【申请人】山东鲁能智能技术有限公司
【公开日】2016年6月1日
【申请日】2016年1月28日