峰值电压应力的拓扑将通常遭受较少的装置损耗。其次，开 关Si的寄生漏源电容限制了最小输出功率。另外，电路只可W在很窄的负载范围内用ZVS操 作。由于谐振部件的品质因数(Q)由负载电阻设置，故ZVS只可W获得单个负载。随着负载改 变，电路变得失谐，并且ZVS会损耗。在图4中展示运种效应，其中在负载减少时观测至IjZVS的 损耗。图5中所示的电阻压缩网络为可W用于减少调谐的反相器电路对负载变化的敏感性 的匹配/转换无源网络。运些缺点已导致许多其他拓扑的开发，运些拓扑利用高阶谐振网络 来减少峰值电压应力和打破输出功率与装置电容的紧密禪合。此类拓扑的实例为图6中所 示的恥变换器。
[0148] 恥使用多谐振网络形成流过开关的电压波形W接近具有约为输入电压的2倍的 峰值的方波，如图7中所示。运允许使用较低电压的晶体管，从而减少装置损耗。然而，需要 额外的谐振部件，运增加了变换器的复杂性(和潜在的大小）。除92之外，也存在许多其他 变换器拓扑，运些拓扑使用增加电路复杂性的类似策略W获得对变换器波形的形状的额外 控制。然而，恥被认为是优选实施方案，因为恥取得额外复杂性与性能之间的良好的平 衡。尽管电阻压缩网络允许变换器在很宽的负载范围内操作而不发生ZVS损耗，但是电阻压 缩网络不提供调节手段。脉冲宽度调制(PWM)为用于控制功率变换器电路的通常使用的技 艺。然而，在VHF下的PWM控制是不实用的，因为变换器被设计成在特定的工作周期实现ZVS。 调频提供了控制方法，然而，在很宽的负载范围内保持高效率是一个挑战，因为选通损耗和 由于提供实现ZVS所需的谐振电流造成的损耗不随功率相应缩减。
[0149] -种在很宽的负载范围内实现高效率的方法为开/关调制，如图8中所示。运种技 艺通过将变换器设计为在全功率下操作，然后通过在小于变换器的开关频率的频率下调制 变换器的开和关来调节平均递送功率，分离能量变换和调节的功能。在运种技艺内，相对于 开关频率测定变换器的谐振部件的大小，并且相对于调制频率测定输入和输出滤波器部件 的大小。包括具有通过开/关调制控制的变换器的电阻压缩网络增加了变换器的输入和输 出电压范围。
[0150] 尽管传统上使用二极管实现图1的整流器级，但是晶体管也可W用于建置同步整 流器。用受控开关替换不受控开关增加了对了解在一个周期内打开和关闭开关的准确时间 的要求。通过改变图2的变换器的输入电压和观测整流器的工作周期和相位相对于反相器 变化，在图9中展示运种情况。W前引进的所有软开关谐振反相器拓扑具有操作为整流器的 对偶电路。图10和图11示出与各自的整流器对偶电路连接的E类反相器和印2反相器的示意 图。在运些实例中，转换网络只是简单的阻抗，但是就像用二极管整流器建置的变换器一 样，也可W使用更复杂的无源转换网络、常规变压器、宽带或传输线变压器，或类似的装置。
[0151] 当设计通过开/关调制控制的变换器中的同步整流器时，主要任务就是控制整流 器和反相器开关的工作周期W及反相器与整流器之间的相移W实现所需的开关波形。运个 任务可W通过W下方法来实现：
[0152] 1.确定反相器和整流器开关的工作周期W及作为由所需的开关波形产生的输入 和输出电压的函数的反相器与整流器之间的相移。由于ZVS不一定可获得输入和输出电压 的所有组合，故在不可W获得ZVS的情况下，选择所需的波形W最小化变换器损耗和/或对 变换器的损害。根据使用的变换器拓扑，使用不同的方法执行运个操作。变换器的闭合解描 述了其操作，可W从方程的分析确定工作周期和相移。如果拓扑不存在运样的方程组，那么 模拟将贯穿参数或传遍数字变换器的解。
[0153] 2.在所需的工作周期和相移被认为是输入和输出电压的函数后，剩下的任务就是 实现实施所需的转移函数的实用系统。实现运个任务的一个方法是在小于开关频率的带宽 下读出输入和输出电压。运确保用DC输入和输出电压调整工作周期和相位，其中术语D对公 散地用意在于指相对于开关周期的缓变局部平均值。
[0154] 3.通过使用测量的局部平均输入和输出电压，设置反相器和整流器电路的工作周 期W及反相器与整流器之间的相移。同步整流器也可W用于实施相移控制系统，其中除确 保变换器用所需的开关波形操作之外，也通过调整反相器与整流器之间的相移来控制调 -H- T。
[0155] 建置在集成功率过程中制造主要开关装置的VHF功率变换器通常将对适合装置的 选择限于具有至多80-100伏特的击穿电压的那些装置。由于运种类型的最佳设计的谐振变 换器具有为反相器中的输入电压的2倍和整流器中的输出电压的2倍的峰值电压应力，故输 入电压和输出电压都被限定在小于至多50伏特。然而，存在需要更高输入或输出电压的许 多应用。例如，直接从AC线供电的系统必须处理约190伏特的峰值输入电压和380伏特的峰 值装置应力，从而迫使变换器由不良的集成装置或外部装置建置。运里我们描述在不需要 具有较高击穿电压的装置的情况下增加 VH巧皆振DC/DC变换器的峰值输入和/或输出电压的 方法和系统。变换器可W由多个变换器电池建置而不是使用单个变换器电池，并且通过串 联连接变换器增加峰值电压。不一定变换器的输入和输出都是串联连接的，而是如图12中 所示，电池的输入可W是串联连接的并且其输出是并联的，例如W增加峰值输入电压。类似 地，为了只增加变换器的峰值输出电压，电池的输出可W是串联连接的并且输入是并联的。 另外，可W在输入和/或输出处利用串联与并联的某一组合W实现特定的峰值电压和功率。 进一步设想可W并联配置(例如，并行输出）多组串联叠层反相器，W便提供比单个串联叠 层可W提供的功率更大的功率。对哪个类型的配置的确定可W基于对递送所需量的输出功 率的要求。并联配置串联叠层反相器可W是满足输出功率递送要求的布置。
[0156] 本文将描述用于形成多电池变换器的电池，并且根据多种因素(包括大小、成本、 性能目标、输入电压范围限制等），电池可W变化。除针对特定装置的击穿电压增加变换器 的峰值输入和/或输出电压之外，也可W增加变换器可W操作的范围。可W通过选择性地只 使用组成多电池变换器的电池的子集来实现运个操作。例如，如果多电池变换器由各自可 W在20-30伏特的输入电压范围内操作的5个变换器电池形成，其中所有电池在使用中，那 么多电池变换器可W在100伏特-150伏特的电压范围内操作。然而，通过选择性地使用串联 叠层中的电池的子集，多电池变换器可W在20-150伏特的输入电压范围内操作。多电池变 换器可W另外包括每个电池的控制功能性，W使得有源电池保持在其输入和输出电压范围 内。
[0157] 在本公开中，将VHF变换器的一些实施方案描述为包括用AC电桥级联的VHF软开关 谐振DC/DC变换器级W形成可W用VHF开关频率有效操作的AC/DC变换器。运个AC/DC变换器 可W用于驱动发光二极管W及空间约束的消费者装置，例如，用于供电膝上型计算机的AC/ DC变换器等。
[0158] 在图13中提供此类VHF变换器系统的两个类似实施方案的方块图。实施方案VHF 1302包括储能器，而实施方案VHF 1304不包括储能器。可W用远大于线频率的开关频率操 作DC/DC变换器级VHF1308W使得线电压似乎使DC/DC变换器VHF 1308成为广泛而缓慢变化 的DC电压。级VHF 1308可W由任何先前描述的VH巧皆振DC/DC变换器电池和/或多电池配置 (包括其组合)形成。
[0159] 级的输入电压范围可W确定级能够在哪个部分的线周期操作。对于线电压低于级 的最小输入操作电压的一部分线周期，可能需要储能器将输出电压或输出电流保持在由特 定应用系统指定的任何纹波极限内。另外，在许多应用中，从AC线汲取功率的方法受政府标 准约束。运可W进一步减少级将输出电压或电流调节在指定纹波极限内的能力。尽管将输 出纹波保持在其极限内的一个选择是增加输出处的能量存储缓冲区，但是运可能减少灵活 性和增加复杂性。
[0160] -个替代解决方案是用储能器级联第二DC/DC变换器级W执行负载调节和纹波减 少。运允许存储的能量的数量在线周期内广泛地形成纹波，由此减少所需能量存储的总量， 从而可W减少复杂性、总尺寸和成本。
[0161] 本文描述适合于在半导体工艺中实施并且克服较大的分立部件实施方案的大小、 效率和成本限制的甚高频功率变换器。VHF功率变换器可W被配置成递送高频操作的实质 利益，同时提供远大于可能在经济上由VHF变换器技术在此W前提供的功率输出。VHF功率 变换器可W利用开关叠层电池架构，其使变换器能够接受远大于可W由任何单个电池容许 的输入电压，同时实现由本文所述的当前VHF功率变换器提供的性能、成本、大小和效率水 平。
[0162] VHF功率变换器可W包括忍电池架构，其可W包括开关电容器级后面是开关VHF变 换器级。开关电容器级可W通过提供可控电压减半函数而促进每个电池接受更宽范围的输 入电压。通过使用一个或多个开关电容器，每个电容器可W通过交替电容器充电和电容器 放电被充电到输入电压的一半。因此，60V电池的输入电压可W通过开关电容器级被分半成 30V。开关电容器的数量可W取决于多种因素，例如，减少的输入电流等。可W将开关电容器 级的输出提供到VHF功率变换器级W使得VHF变换器级接收至多30V。通过将开关直接路径 从输入提供到VHF变换器W支持不超过30V并且因此不一定受益于由开关电容器级对半分 的输入电压，运个概念可W进一步得到增强。在一个实例中，基于开关电容器的VHF变换器 电池可W接受15V至60V的输入电压，而从不将大于30V提供到VHF级。
[0163] 当VHF变换器被配置具有多个开关电池时，例如，上文所述的电容器级加上VHF级 电池被串联配置在输入上，变换器的输入电压可W从单个电池中的VHF变换所需的尽量少 的最小值变化到由电池的数量确定的最大值。在一个实例中，使用四个上文所述的开关电 容器级加上VHF级的VHF变换器可W支持15V最小值至多达240V最大峰值的输入范围。
[0164] 在图14中描绘基于开关电容器级后面跟着VHF级的开关电池的示例性实施方案。 运个示例性电池架构可W包括一对开关电容器充电电路1402和1404,其中通过VHF级输入 开关1408将每个电容器中的能量提供到VHF级110。每个电容器电路(例如，1402)可W包括 四个串联开关晶体管和连接在顶部两个串联开关与底部两个串联开关的接面之间的电容 器。通过在两个相位中操作开关，电容器可W被交替地充电和放电。在第一相位中，顶部的 开关和在中屯、位置正下方的开关关闭，而剩下的两个开关都打开。在运个相位中，由VHF级 1410通过输入开关1408汲取的能量为电容器充电。在第二相位中，每个开关的状态相反，并 且由VHF级1410通过输入开关140的及取的能量为电容器放电。VHF级1410在两个相位中汲取 实质上相同的能量，开关电容器电路通过输入开关140則尋为电池输入电压1412-半的电压 提供到VHF级1410。开关电容器充电电路1404与开关电容器充电电路1402类似地操作。开关 电容器充电电路1402和1404可W用反相被合作地操作W减少变换器的RMS电流应力。图14 的实例包括两个开关电容器充电电路;然而，可W使用任何实际数量的电容器充电电路或 开关配置，例如W促进不同的电池输入电压1412、使系统效率权衡等。
[0165] VHF级输入开关1408可W包括串联连接在电池输入电压1412与每个开关电容器充 电电路1402和1404的中屯、点之间的一对开关。两个开关的连接点可W是VHF级1410的输入 点。VHF级输入开关1408可W促进从开关电容器变换器选择电池输入1412或电压作为VHF级 1410的输入。如果VHF级输入开关1408中的两个开关都关闭/打开，那么将没有功率被输入 到VHF级1410。可W协调对两个开关电容器电路1402和1404W及VHF级输入开关1408的控制 W通过控制电容器1402和1404的充电和在提供到VHF级输入开关1408的功率源之间选择， 确保VHF级1410接收足W操作但是不超过安全操作电压的电压。在图14中描绘的具有AC电 池输入电压1412的电池的稳态操作的实例中，在电池输入电压1412在VHF级1410的输入电 压范围内时，VHF级输入开关1408可W连接VHF级1410与电池输入电压1412。此外，在开关电 容器输出电压在VHF级1410的输入电压范围内时，级输入开关1408可W连接作为功率源的 开关电容器电路与VHF级1410。选择电池输入电压W直接激励VHF级1410的一个实例可W包 括电池输入电压为在VHF级1410的安全操作输入范围内的DC电压的配置。
[0166] 在图15中描绘串联叠层电池 VHF变换器的示例性实施方案。图15的实施方案包括 成对布置W通过变压器隔离驱动负载的四个开关VHF电池。四个开关VHF电池合作地工作W 处理高达120VAC的整流AC线电压。电池中的每个具有基于输入电压激活的至少一个特定功 能。电池1和电池2提供贯穿整个线周期的输出功率调节。电池3被绕过直到输入达到约 125V，超过约125V电池3提供流过电池3和电池4的输入电压调节。电池4关闭直到输入达到 约80V，超过约80V电池4为整个叠层提供输入电流调节。
[0167] 图16提供137.5VAC输入的一个整流周期的时间线视图，137.5VAC输入帮助人们可 视化四个电池中的每个执行其至少一个特定功能所用的部分周期。在图16中，周期被分为 五个电压区域:上升0-80V、上升80-125V、上升和下降超过125V、下降125-80V和下降80-0V。 如上所述，电池1和电池2提供贯穿整个周期的输出功率调节功能。在上升0-80V区域期间和 在下降80-0V区域期间，电池3被绕过并且电池4关闭。在上升80-125V区域和下降125-80V区 域期间，电池3被绕过并且电池4调节输入电流。在上升和下降超过125V区域期间，电池3被 激活W调节流过电池3和电池4的输入电压，电池4继续调节输入电流，并且电池1和电池2继 续调节输出功率。也在图16的时间线中描绘提供在每个电池上的由电池1的VI、电池2的V2、 电池3的V3和电池4的V4表示的典型电压。电池被控制(切换）W使得在任何时候都不具有流 过任何一个电池的大于60V的电压。
[0168] 返回参看图15,除成对布置的四个开关电池之外，每对开关电池通过变压器的多 个一次绕组驱动负载。因为图15的实施方案包括W两组布置的四个电池，所W描绘两个变 压器。尽管图15的实施方案描绘通过具有多个一次绕组的单个变压器连接的成对的电池， 但是替代实施方案可W包括其他布置，例如，针对每个电池的单独变压器。尽管其他类型的 隔离是可能的（例如，电容性），但是变压器隔离也可W提供益处，例如，促进变换器能量的 存储。因此，如图15中所示，VHF开关功率变换器可W被配置成通过变压器递送功率，通过多 个变压器的一次绕组连接多个开关电池的输出与变压器。此外，变压器电路的多个此类配 置的多个开关电池可W被实质上并联地配置成驱动负载，例如，基于Lm)的灯。图15的实施 方案进一步描绘单独地控制每个开关电池，同时协调控制一指定对内的每个电池 W促进实 现各种功能和/或性能目标，和/或协调控制每一对电池 W实现本文所述和目前工艺水平中 的技术人员W其他方式理解的各种功能和/或性能目标。
[0169] 图15中所示的实施方案也促进通过至少使用指定为CPFC的电容器和至少通过控 制电池3进行功率因数校正。可W通过控制图15中的电池3校正功率因数W使得电容器CPFC 贯穿整个电源AC线周期充电和放电。在图16中所示的AC线周期部分中，电容器CPFC在上升 0-80V期间和在下降80-0V部分期间放电。电容器CPFC在上升和下降超过周期的80V部分期 间放电。
[0170] 图16中所示的选定阔值仅为代表性的，并且可W基于为电池选择的制造技术、电 池的数量、开关频率、输出功率、CPFC的电容值和可能影响此类阔值的各种其他设计选择来 调整选定阔值。
[0171] 图15的叠层电池配置中的每个电池可能需要控制带宽，其促进贯穿整个AC周期适 当控制每个电池。在系统内的谐波一般是Ik化的实例中，可W在IMHz速率下控制电池1，在 100曲Z速率下控制电池巧日电池3,并且在IOkHz速率下控制电池4。控制频率的运种差异可 W使能够控制高效率、准确的电池电压平衡等。
[0172] 图15的实施方案进一步包括过压保护电路1504W促进保护VHF变换器电路不受电 压尖脉冲、过压状态等。可W控制保护电路1504W使得变换器和/或变换器的任何元件或多 组元件的超过最大安全操作阔值的输入电压可W受保护电路1504限制W避免损坏或过应 力。
[0173] 在图15的用于驱动灯(例如，基于L邸的灯）的VHF功率变换器的应用中，VHF功率变 换器可W适应例如通过相位切割线输入开关(例如，用于常规白识灯泡调光的=端双向可 控娃开关)执行的调光。对于可靠的相位切割调光，在整个相位切割调光功能期间，可能需 要将最小负载提供到相位切割调光器。通过在相位切割调光器通过图15中的电池3控制的 开关1502阻碍AC线电压时控制VHF变换器提供低阻抗，W及在相位切割调光器在调光功能 期间批准AC线电压时控制VHF变换器保持最小维持电流，可W实现运个操作。
[0174] 用调光的相位切割调光器操作VHF变换器的一种方法是让VHF变换器检测AC线的 导通角和相应地调整电容器充电和输出电流。在基于L邸的照明应用中，相位切割调光器需 要的最小维持电流可W大于供电Lm)所需的电流。在运种情况下，在相位切割调光器阻碍AC 线电压时，可W控制图15中的电池1和电池2 W调节输出，可W控制图15中的电池3和电池4 W汲取所需的维持电流和不递送输出功率，W及可W控制图15中的开关1502 W将CPFC充电 至所需值，从而保持输出功率。通过基于导通角调整控制方案，可W在不需要添加专用于调 光功能的部件的情况下实现对VHF功率变换器调光。不同于其他多部件调光解决方案，运减 少了此类VHF解决方案的占用的空间和成本。
[0175] VHF变换器，具体来说多个电池 VHF变换器可W受益于在电池中的精确时钟同步。 当多个电池共享输出整流器(如图15中所示对于电池1/3和2/4)时，可W同步整流器配对的 电池的时钟。由于在VHF频率下操作时能量损耗，一般50化S或更大的电池间时钟偏移可能 导致减少效率。尽管可W在单个集成电路内实施电池，但是一些应用可能需要分离不同集 成电路的电池，运些集成电路由印刷电路板迹线和/或通过可能引入额外偏移的额外部件 连接。为了适应电池计时的精确同步，可W在整个VHF电路拓扑中提供参考时钟，VHF电路拓 扑可W用于调整电路相关的频率偏移。另外，可W通过用峰值和爬山算法分析由电池开关 和变压器禪合产生的通量，检测时钟相位偏移，因为相位偏移的时钟可能产生可W根据此 类分析确定的最大通量。可W基于检测到的峰值分析调整电池的时钟，目的是提高可W通 过检测单个最大通量确定的电池间的时钟同步。在电池不共享整流器级的实施方案中，可 W减少对电池间的时钟同步的要求。
[0176] 可W通过使用零电压传感(ZVS)传感器实现对于高效VHF变换也可W重要的时钟 频率精度(例如，可重复性），运些ZVS传感器可W在不使用晶体振荡器、复杂的校准架构等 的情况下促进精确的时钟。通过给一个或多个开关电路的输入的振幅（电压)拍摄快照切换 在电路前的瞬间，人们可W确定开关钟是否根据需要精确地发生（例如，在输入电压是零 时）。快照电压可W用于控制锁相回路等W根据需要调整时钟频率。在将AC线信号用作VHF 变换器的输入的应用中，可W最初使时钟与AC线输入同步。运可W通过配置锁相回路W跟 踪一般被控制在约10%内的AC线输入的零电压交叉，促进有效使用锁相回路。一旦时钟频 率被锁定至AC线频率的倍数，变换器就可W开始运行，并且ZVS传感器可W用于进一步设置 时钟频率。本文所述的时钟周期调整和/或时钟同步的技艺可W进一步用于在不需要广泛 的生产或测试时间校准的情况下，克服制造工艺和基于溫度的漂移的变化，运些变化可能 影响时钟相关的问题。
[0177] 在包括同步整流器级的VHF变换器配置中，保持同步整流的特定相位角可W提供 益处，包括变换功能的高效和准确的操作。可W在VHF变换器中通过相位角传感和加工技 艺，例如，通过使用延迟锁定回路等实施检测和控制同步整流器的相位角。同步整流的相位 角控制可W包括