?4)的调制。
[0044] 控制器310可^产生开关控制信号（51.1，瓦1,51.2，瓦^，52.1，森3,52.2，和 屏:^)，或者可W产生所述开关控制信号(51.1，51.2,52.1，52.2)，和反相的开关控制信号（ 玄円，沉厉1，和厉3)可W使用逆变器从开关控制信号（51.1，51.2,52.1，52.2)中 产生。
[0045] 该转换器330可包括多个电感器（332a，33化），W及多个隔离器（33貼和33化）。在 本实施例中，隔离器336a，336b可W被直接连接到PWM放大器320电感器332a，332b的可提供 为滤波电路上的隔离器336a，336b的一个次级侧，其可W在一个电压提供过滤的输出域的 电机190，而不是与PWM放大器320的电压域的。
[0046] 信号对(Pl，P2，P3，P4)可W被连接到变压器336a和336b。例如，Pl和P2可W连接到 隔离器336a的输入端，W及P2和P3可W连接到隔离器33化的输入端。根据运样的结构，基于 每对信号之间的差异(Pl和P2的差异，P3和P4的差异），可W产生隔离器（336a，33化）的输 出。
[0047] 每个所述多个电感器（332a，332b)可形成与相应的变压器（336a，33化）的输出节 点之一串联连接的过滤器。转换器330中的过滤器可W提供作为变压器(33f5a和336b)的次 级侧(输出侧）的过滤器。转换器330中的过滤器可W提供作为由电感器(332a，33化)形成的 低通滤波器，具有电机390的节点之间的寄生电容。然而，其他的滤波器配置在转换器330中 是可能的。通过运种构造，每个信号。1，？2^3，？4)也可^先转化，然后将变压器（336曰， 336b)的输出被滤波，W从变压器(336a，33化）的输出中的调制谐波消除和/或去除噪声。 [00 4引变压器336A的经滤波的输出信号Ml可W连接到电机390的输入节点Va和V普通。变 压器336B的经滤波的输出信号M2可W连接到电机390的输入节点Vb和V普通。
[0049] 在图2和3中所示的设计各有各的优势。在每种情况下，变压器236a、236b(图2)和 336a、336b(图3)可W具有预定升压比，诸如l:2〇W及W上。因此，初级侧电流可W在所有情 况下比次级端电流要大。在图2的设计中，电感器232a-232d可W被禪合到其相关的变压器 236a、23化的初级侧和可携带比图3的电感器332a、332b的更大电流。在此情况下，电感器 232a-232d可W较大的设备W携带相对较大的电流，它们可W具有相对小的电感(通常在iiH 范围）。在图3的设计中，电感器332a、332b可设置在其相关联的变压器336a、336b的次级侧。 电感器332a、332b可是比图2的对应方携带相对较小的电流的更小设备，和它们可具有相对 较大的电感(通常在毫亨的范围）。图2的设计也有相对较大的器件数量，其可影响制造成本 和复杂性。因此，图的2设计可W具有比图3的设计制造成本较高，但它可具有更高的效率， 因为电感器在变压器的初级侧。因为电路设计者定制本发明的原理W满足他们的个人应用 需求，他们可平衡运些性能和复杂性的考虑。
[0050] 图4A-4D示出了根据本发明实施例的根据SVPWM技术产生的正弦信号的概念模型。 图4A示出产生作为转换器130的调制电压AC信号Ml或M2中的理想化正弦信号的一部分。正 弦信号被示出为具有周期Tp和已被分割为多个开关周期411-420,每个具有时间Ts。在运个 例子中，周期化被示为分为10个开关周期411-420,与对应于正弦曲线的正部分的5个开关 周期411-415,和5个开关周期416-420对应于正弦曲线的负部分。因此，图4A所示的例子示 出巧脉冲"调制方案。
[0051] 本发明的原理可W被应用到任何顺序脉冲调制方案。例如，本发明的原理适用于1 个脉冲的调制方案、3脉冲调制方案和较高阶脉冲调制方案(例如，15脉冲方案），如W下所 讨论。因此，开关周期的数目财日开关周期411-420的时间Ts(TS= )可W随着N有所不 同，它表示脉冲调制方式的顺序。
[0052] 周期化可最初从电机设置112(图1)来确定，但是可W根据需要由控制器110的操 作进行修改。
[00对图4B示出从其得至化VPWM驱动模式的模型的向量空间。正弦曲线的周期化由360度 的向量空间表示，其填充屯个矢量V0-V6。矢量Vl -V6将空间划分为6个部分S0-S5。在操作过 程中，指令矢量V*可在矢量空间内旋转，在每个开关间隔411-420之间的离散位置转换。该 指令矢量V*可开始在预定的角度0init，并对于每个开关周期，旋转到由0new=0current+A 0给 出的新角度，其中A 0=VN。指令矢量V*的两个实例示于图4B(Vl*和V2*);它们对应于指令 矢量V*在两个不同时间的地点。
[0054] 图4B的示例适合于5个脉冲的调制方案。运说明了指令矢量V*的两个实例Vi*、V2* 为位于扇区SO。在运个例子中，命令向量V*将在每个开关周期411-420转动大约36度（A 0 = V5)。在不同的实施方式中，具有脉冲调制的不同命令，命令矢量V*在不同A 0的增量旋转。
[0055] 对于每个开关周期，指令矢量V*的扇区数为sector_mim可W由W下计算：
[0056] Sectorjium=INT(目/(jt/3))
[0057] 其中0表示矢量V*逆时针方向相对于向量Vl中的角度，和int(x)是下舍入数X到下 一个最小整数的函数。
[005引如图4C和4D所示，每个开关周期411-420可W被划分成多个调制周期（T0、Ti、T2)， 用于管理将在各个开关周期中产生的PWM信号。虽然不同的交换时期411-420都有共同的持 续时间Ts,调制周期T0、Ti及T2的持续时间可W基于每个开关周期411-420的命令向量的位 置而不同。
[0059] 若V*是在扇区0(相邻向量Vl和V2之间），或扇区2,或扇区4,例如，则调制周期To、Ti 及T2的持续时间也可W计算如下：
[0060] T2 = TsXfmXsin(白），
[0061] Ti = TsXfmXsin(60°-目），和
[0062] To = Ts-T 广 T2，
[0063] 其中0表示矢量V*的角度，fm表示由指令矢量V*和矢量V1-V6之间的比率来决定的 调制因子，其定义其中命令向量V*旋转的向量空间。例如，调制因子可W通过扁=??给 出，其中I Vl代表矢量Vl-V6的大小。
[0064] 若V*是在扇区1(相邻向量V3和V2之间），或扇区3,或扇区5,例如，则调制周期To、Ti 及T2的持续时间也可W计算如下:Ti = TsXfmXsin(白），
[00化]T2 = TsXfmXsin(60。-目），和
[0066] To = Ts-T 广 T2，
[0067] 运里，再次，目表示矢量V*的角度，fm表示由指令矢量V*和矢量V1-V6之间的比率来 决定的调制因子，其定义其中命令向量V*旋转的向量空间。
[0068] 当指令矢量V*具有图4B所示的位置VI*时，图4C示出可使用的调制周期To、T成T2。 当指令矢量V*具有图4B中所示的位置V2*时，图4D示出可使用的调制周期T〇、T成T2。再次， 调制周期的持续时间To、Ti及T2可基于命令向量在扇区内的位置而变化，运将根据用于产生 正弦曲线的脉冲顺序的不同而变化。
[0069] 开关控制信号可W从调制时段To、Ti及T2衍生，W产生对应于每个开关周期411-420所需正弦曲线的区段的PWM信号。示例性的PWM信号PWMl和PWM2示于图4C和4D，用于其中 示出的调制周期。运些PWM信号可W施加到前述实施例的转换器130、230与330的输入。所述 SVPWM产生器116、216、316可产生开关控制信号（例如，信号SI. 1和SI. 2或信号S2.1和 S2.2)，W产生在转换器130,230,330的输入的运些PWM信号。
[0070] 图5示出了根据本发明实施例的信号时序图500的示例性调制波形。
[0071] 如图5所示，开关控制信号（51.1，51.2,52.1，52.2)根据^上所示的5￥1计算进行 调制，用于多个不同的开关周期方案，1脉冲至15脉冲方案。也就是说，对于交流信号Ml和M2 的每个1/2周期，开关控制信号（51.1，51.2,52.1，52.2)可^各自具有1个切换/调制脉冲/ 周期或多个脉冲/周期(具有相同或不同时期的持续时间）。在运里图5中的1至15个脉冲方 案仅示出了一些可能的SVM调制方案，但电机驱动器的配置可W不限于1至15个脉冲方案。 其它方案是可能的，诸如偶数脉冲数方案。
[0072] 然而，由于较高数量的脉冲可具有更高的开关/调制频率用于电机驱动器的硬件， 具有尽可能低的脉冲数目也可是更高效率和成本效益的，其为交流信号Ml和M2产生足够的 正弦波形。例如，SVM调制的5脉冲方案可W足W为交流信号Ml和M2产生低噪声正弦波形，而 不需要显著增大电机驱动中的调制频率。
[0073] 此外，电机驱动器可W被实现为具有多个不同的脉冲模式，和/或根据需要能够从 不同的脉冲模