一种多单元二极管电容网络和耦合电感高增益直流变换器的制造方法
【专利摘要】本发明公开一种多单元二极管电容网络和耦合电感高增益直流变换器，主电路拓扑充分结合多绕组耦合电感和二极管电容升压网络的特性，具有以下明显优势：1)提高电压增益，减小功率器件电压应力；2)实现零输出电压纹波，显著降低LC滤波器的需求；3)降低耦合电感的匝数比，减小磁性元件体积，提高功率密度；4)抑制开关管关断电压尖峰，降低开关损耗，提高电能转换效率；5)基本升压单元模块化设计，灵活性强；本发明在新能源分布式发电系统中，具有广阔的应用前景。
【专利说明】一种多单元二极管电容网络和耦合电感高増益直流变换器 【技术领域】
[0001] 本发明属于新能源光伏、燃料电池等分布式发电领域，涉及高增益直流变换技术， 具体是一种多单元二极管电容网络和耦合电感高增益直流变换器。 【【背景技术】】
[0002] 太阳能、燃料电池等绿色能源的开发利用，对于优化我国能源结构，实现经济、环 境的可持续发展具有重要的战略意义。和传统的直流电源，如直流发电机、蓄电池特性不 同，光伏、燃料电池存在输出电压低且电压跌落明显的特点，其最低、最高电压比可达到1: 2,甚至更大，成为新能源发电系统中的诸多技术瓶颈之一。
[0003] 典型的光伏、燃料电池发电系统分为单级型和两级型两种。单级结构逆变器(DC-AC)只经过一级能量变换，具有电路简单、元器件少、效率高、可靠性高等优点。然而，电压源 型逆变器只能实现降压调节。通常电池阵列需要串联以提高电压等级，而串联结构由于部 分电池板被云层等外部因素遮蔽，导致输出功率严重损失，电压跌落，可能无法保证变流器 输入电压任意时刻大于电网电压峰值，以致系统不能正常工作。同样，若采用多个单体燃料 电池串联获得较高的输出电压，可能因某个电池组的失效导致整个电池组无法正常工作。 两级型发电结构由前级的升压直流变换器(DC-DC)以及后级逆变器(DC-AC)组成。直流电路 将较低的电池电压提升到200V、400V甚至更高的电压等级，使电池组工作在一个宽输出电 压范围内。后级逆变器(DC-AC)获得并网或负载所需的交流电。两级结构可以实现分级优化 设计和控制，具有更广阔的应用前景，引起普遍重视。
[0004] 具有升压功能的基本直流变换器，理论上当占空比接近1时，电压增益趋近无穷 大。然而，受主电路电感回路中寄生参数和控制器性能影响，即使占空比达到接近于1的极 限状态，也很难具有较高的电压增益。二极管在极短的时间内导通，且承受相对较大的电 压、电流应力，势必导致严重的开关损耗和EMI问题。此外，高增益应用场合，变换器的强非 线性和非最小相位系统特性，使得动态性能明显变差。因此，高增益直流变换技术是实现电 力电子变流器宽输入范围电压调节、高效电能变换、高功率密度的重要理论基础，是新能源 分布式发电系统亟待解决的关键科学技术问题之一。
[0005] 耦合电感本质上是具有一定耦合系数的变压器，通过设计原、副边电感的匝数比 实现电压调节。然而，完全依靠耦合电感的变压器效应提高电压增益，需要相对较高的匝数 比。这样，一方面会增加磁性元件的体积和损耗，另一方面原、副边耦合较差，会影响电压增 益的线性度。
[0006] 利用二极管电容网络获得相对较高的电压增益，减小磁性原件的需求，在高增益 应用场合具有明显的效率和功率密度优势。基于二极管电容网络的高增益直流变换器，如 图1所示。图1(a)利用二极管的单向导电性巧妙地实现了两个电容的并联充电和串联放电， 提高输出电压，（现有文献Ismail E H，AlSaffar M A，Sabzali A J，et al.A Family of Single-Switch PWM Converters With High Step-Up Conversion Ratio[J].IEEE Transactions on Circuits and Systems，vol ? 55，no ? 4，pp ? 1159-1171，May ? 2008) 〇为进 一步提高电压增益，可以将多个二极管电容基本电压增益拓展单元进行级联，主电路如图1 (b)。图1(a)电路当S = ON时，两二极管串联放电，当S = OFF时，两电容并联充电。二极管电容 升压单元输出脉冲型方波直流电压。高增益应用场合，输出电流相对值较小，为减小电流纹 波和输出电压纹波，需要选取较大的电感值。图1(b)为多单元二极管电容网络高增益直流 变换器，当S = ON时，单元1中的两个电容串联给单元2中的两个电容充电，具有电压源特性 的多个电容直接经过电力半导体器件短路充电、放电过程，产生极大的冲击电流，增加了器 件损耗。（现有文献"候世英，陈剑飞，孙滔'基于Switch-Capacitor网络的单开关升压变换 器'，电工技术学报，vol.28,no. 10，pp.206-216，0ct.2013)。 【
【发明内容】
】
[0007] 本发明的目的在于克服二极管电容升压网络的脉冲型方波输出电压和冲击电流 的固有缺陷，结合多绕组耦合电感的特性，提出一种多单元二极管电容网络和耦合电感高 增益直流变换器。在二端口二极管电容网络输入端加入具有受控电压源特性的耦合电感副 边绕组，避免电容之间直接经过电力半导体器件短路充电、放电过程。各升压单元输出电压 互补，实现零输出电压纹波，显著降低LC滤波器的需求。
[0008] 为达到上述目的，本发明采用以下技术方案予以实现：
[0009] -种多单元二极管电容网络和耦合电感高增益直流变换器，包括输入端电源Vdc、 可控开关管S、多绕组的耦合电感、多个二端口二极管电容升压单元，LC滤波电路以及输出 端负载Rl;其中耦合电感等效为具有固定变比的理想变压器与励磁电感。并联后再与等效 到原边的漏感Lk串联;LC滤波电路由滤波电感Lf和滤波电容Cf构成;输入端电源Vd。的正极接 耦合电感原边绕组正极，可控开关管S接在输入端电源Vd。的负极与耦合电感原边负极两端， 同时，电源Vd。的负极和耦合电感原边负极与第一二端口二极管电容升压单元输入端相连， 耦合电感第二绕组与第二二端口二极管电容升压单元输入端相连，依次类推，耦合电感第 N-1绕组与第N-1二端口二极管电容升压单元输入端正极性相连，耦合电感第N绕组与第N二 端口二极管电容升压单元输入端反极性相连，N个二端口二极管电容升压单元的输出端顺 序串联后接LC滤波电路的输入端，LC滤波电路的输出侧接负载Rl，其中N为正偶数。
[0010] 本发明进一步的改进在于：
[0011] 所述二极管电容基本升压单元包括第一二极管Du、第二二极管Dl2、第一直流电容 Cu和第二直流电容Ci2;第一直流电容Cu的正极接第一二极管Du的阳极，第二直流电容Ci2 的正极接第一二极管Du的阴极;第一直流电容Cu的负极接第二二极管Di2的阳极，第二直流 电容C i2的负极接第二二极管Di2的阴极;第一二极管Du的阴极和第二二极管Di2的阳极为二 端口二极管电容升压单元的输出端;其中l<i<N。
[0012] 所述親合电感各绕组的阻数比满足ni = n2，nj:m = n，3<j<N。
[0013] 与现有技术相比，本发明具有以下有益效果：
[0014] 本发明提出一种多单元二极管电容网络和耦合电感高增直流变换器，主电路拓扑 充分结合多绕组耦合电感和二极管电容升压网络的特性，具有以下明显优势：1)提高电压 增益，减小功率器件电压应力；2)实现零输出电压纹波，显著降低LC滤波器的需求;3)降低 耦合电感的匝数比，减小磁性元件体积，提高功率密度;4)抑制开关管关断电压尖峰，降低 开关损耗，提高电能转换效率;5)基本升压单元模块化设计，灵活性强。本发明在新能源分 布式发电系统中，具有广阔的应用前景。 【【附图说明】】
[0015] 图1为二极管电容网络高增益直流变换器;其中（a)为基本二极管电容网络高增益 直流变换器，（b)为多单元级联型二极管电容网络高增益直流变换器；
[0016] 图2为多单元二极管电容网络和耦合电感高增益直流变换器(N=2);
[0017] 图3为二端口二极管电容升压单元；
[0018] 图4为基于多单元二极管电容网络和多绕组耦合电感的高增益直流变换器；
[0019] 图5为本发明的电压增益与升压占空比D、耦合电感匝数比n及基本升压单元数目N 之间关系；
[0020] 图6为本发明的功率器件电压应力与升压占空比D、耦合电感匝数比n及基本升压 单元数目N之间关系；
[0021 ]图 7 为本发明的仿真波形(Vdc = 48V，vo+ref = 200V，dscm = 0.368，Rl=100Q);其中， (a)励磁电感和漏感电流，（b)主开关管S电压和电流，（c)二极管电压和电流，（d)电容Cn和 C21电压，（e)输出滤波前电压vpn和输出电压v。；
[0022]图8为本发明的仿真波形（Vdc = 30V，v〇_ref = 200V，ds〇n = 0 ? 647，Rl = 100 Q );其中， (a)励磁电感和漏感电流，（b)主开关管S电压和电流，（c)二极管电压和电流，（d)电容Cn和 C21电压，（e)输出滤波前电压vpn和输出电压v。。 【【具体实施方式】】
[0023]下面结合附图对本发明做进一步详细描述：
[0024]参见图3和图4,本发明包括输入端电源Vd。、可控开关管S、多绕组的耦合电感、多个 二端口二极管电容升压单元，LC滤波电路以及输出端负载Rl;其中耦合电感可以等效为具 有固定变比的理想变压器与励磁电感匕并联后再与等效到原边的漏感L k串联;LC滤波电路 由滤波电感Lf和滤波电容Cf构成;二端口二极管电容升压单元包括第一二极管Dn、第二二 极管D 12、第一直流电容Cn和第二直流电容&2;第一直流电容Cn的正极接第一二极管Dn的 阳极，第二直流电容C 12的正极接第一二极管Dn的阴极;第一直流电容Cn的负极接第二二极 管D12的阳极，第二直流电容C 12的负极接第二二极管D12的阴极;第一二极管Dn的阴极和第二 二极管D12的阳极为二端口二极管电容升压单元的输出端。输入端电源Vd。的正极接耦合电 感原边绕组正极，可控开关管S接在输入端电源Vd。的负极与耦合电感原边负极两端，同时， 电源Vd。的负极与耦合电感原边负极与第一二端口二极管电容升压单元输入端相连，耦合电 感第二绕组( Vs2)与第二二端口二极管电容升压单元输入端相连，依次类推，耦合电感第N-1 绕组（WN-D)与第N-1二端口二极管电容升压单元输入端正极性相连，耦合电感第N绕组 ( VsN)与第N二端口二极管电容升压单元输入端反极性相连，N个二端口二极管电容升压单元 的输出端顺序串联后接LC滤波电路的输入端，LC滤波电路的输出端接负载电阻Rl，其中N为 正偶数。
[0025] 本发明的原理：
[0026]为简化分析，假定励磁电感1^足够大，励磁电流连续，漏感Lk远小于Lm。基于二极管 电容网络和耦合电感的高增益直流变换器，如图2所示，基本工作原理如下：
[0027]当S = 0N时，忽略漏感影响，电源电压Vdc加在原边m绕组上，给励磁电感充电，电感 电流线性增大并储能，二极管Dn和D12截至，两电容Cn和C12串联给输出侧供电。耦合电感m 和m绕组电压关系满足：
(1) (2)
[0031] 其中:m、n2分别为耦合电感两个绕组线圈的匝数。
[0032] n2绕组感应电动势Vs2上正下负，二极管D21和D22导通，n2绕组给两并联电容C21和C22 充电。
(4)
[0034] 当S = 0FF时，耦合电感中存储能量通过m和n2绕组向输出侧释放。二极管Dn和D12 导通，电源VdAm绕组串联给两并联电容Cii和C12充电，親合电感m和n2绕组电压关系满足：
(7)
[0038] n2绕组感应电动势Vs2上负下正，二极管D21和D22截至，n2绕组与两电容C21和C22串联 给输出侧供电。
[0039] Vu2(S=0FF) =-Vs2(S=0FF)+2Vc21 (8)
[0040] -个开关周期内，励磁电感1^存储和释放的能量相同，两端电压平均值为零。结合 ⑴和(6):
[0041] D ? Vp(s=〇N)+(l-D) ? Vp(s=〇FF) = 0 (9)
[0042] 贝lj:
(10)
[0044]由（3)、（ 4)和（10)得S = ON时，LC滤波器输入侧电压为：
(11)
[0046]由（5)、（ 7)、（ 8)和（10)得S = OFF时，LC滤波器输入侧电压为：
(12)
[0048] 当親合电感两个绕组阻数相同时m = n2。（11)和（12)表明：无论开关管S = 0N或S = OFF期间，直流侧VPN电压相同且近似恒定。
(13) Luusu」因此，揃出1则电?Lf1 乂耑安消除功率器件换流过程中引起的开关噪声，显著地减 小输出滤波电感值。
[0051]稳态时，开关管S = 0FF时承受的电压应力为电容Cn和C12并联电压，由（10)计算 得：
(\4)
[0053] 二极管021和022在S = 0FF时截止，器件电压应力为电容电压vm与耦合电感n2绕组 电压vs2反极性串联之和，二极管Dn和D12在S = 0N时截止，器件电压应力为电容电压vm。由 (4)、（7)和(10)计算得：
(15)
[0055]为进一步提高电压增益，满足更高增益应用场合需求，可以设计多绕组耦合电感 (N为偶数），耦合电感各绕组分别接二端口二极管电容升压单元，主电路拓扑如图4所示，耦 合电感各绕组的阻数比满足111 = 112，11」:111 = 11(3<_]_^^)。稳态时，电压增益表达式为：
(16)
[0057]其中:N为二极管电容电压增益拓展单元个数;D为开关管S通态占空比。
[0058]开关管和二极管电压应力可以重写为：
[0061] 图5给出本发明的电压增益与升压占空比、耦合电感匝数比及基本升压单元数目 之间关系。图6给出本发明的功率器件电压应力与升压占空比，耦合电感匝数比及基本升压 单元数目之间关系。
[0062] 基于MATLAB/Simulink仿真验证本发明工作原理和理论分析。主电路参数:Vdc = 30 ~48V，v〇-ref = 200V，Lk = 1 OuH，Lm=400uH，Cn = Ci2 = C21 = C22 = 200uF，Lf = 5uH，Cf = 250uF， RLoad=100Q，Ts = 50us〇
[0063] 图7为本发明的仿真波形(Vdc = 48V，Vci_ref = 200V，RL=100Q);包括变压器励磁电 感电流、漏感电流，主开关S电压和电流，二极管电压和电流，中间电容电压，以及输出滤波 前电压vpn和输出电压v。。稳态时，占空比d s〇n = 0.368,中间电容电压vcii = vci2 = 74.3V，vc2i = vC22 = 46V和输出电压Vq = 198V略低于理论值76V、48V和200V，主要是由于变压器漏感压 降和电力半导体器件压降引起。主开关管S和二极管的关断电压被钳位，约为74.3V，实际应 用可以选择低电压等级的M0SFET。
[0064] 图8给出相同负载工况下，输入电压Vdc； = 30V时，本发明的仿真波形，稳态时，占空 比dSQn = 0.647，仿真结果与理论计算值基本一致。显然，本发明提出的高增益直流变换器， 提高了电压增益，避免了极限占空比，同时减小了功率器件电压应力和磁性元件需求，提高 电能转换效率和功率密度。在新能源分布式发电系统中，具有广阔的应用前景。
[0065]以上内容仅为说明本发明的技术思想，不能以此限定本发明的保护范围，凡是按 照本发明提出的技术思想，在技术方案基础上所做的任何改动，均落入本发明权利要求书 的保护范围之内。
【主权项】
1. 一种多单元二极管电容网络和耦合电感高增益直流变换器，其特征在于，包括输入 端电源Vd。、可控开关管S、多绕组的耦合电感、多个二端口二极管电容升压单元，LC滤波电路 以及输出端负载Ru其中耦合电感等效为具有固定变比的理想变压器与励磁电感L m并联后 再与等效到原边的漏感Lk串联;LC滤波电路由滤波电感Lf和滤波电容Cf构成;输入端电源Vd。 的正极接耦合电感原边绕组正极，可控开关管S接在输入端电源Vdc的负极与耦合电感原边 负极两端，同时，电源Vd。的负极和耦合电感原边负极与第一二端口二极管电容升压单元输 入端相连，耦合电感第二绕组(Vs 2)与第二二端口二极管电容升压单元输入端相连，依次类 推，耦合电感第N-I绕组(Vs(N-D)与第N-I二端口二极管电容升压单元输入端正极性相连，耦 合电感第N绕组(v sN)与第N二端口二极管电容升压单元输入端反极性相连，N个二端口二极 管电容升压单元的输出端顺序串联后接LC滤波电路的输入端，LC滤波电路的输出侧接负载 Rl，其中N为正偶数。2. 根据权利要求1所述的多单元二极管电容网络和耦合电感高增益直流变换器，其特 征在于，所述二极管电容基本升压单元包括第一二极管Du、第二二极管D 12、第一直流电容 Cil和第二直流电容Ci2;第一直流电容Cil的正极接第一二极管D il的阳极，第二直流电容Ci2 的正极接第一二极管Dii的阴极;第一直流电容Cil的负极接第二二极管Di2的阳极，第二直流 电容C i2的负极接第二二极管Di2的阴极;第一二极管Dil的阴极和第二二极管D i2的阳极为二 端口二极管电容升压单元的输出端;其中l<i<N。3. 根据权利要求1或2所述的多单元二极管电容网络和耦合电感高增益直流变换器，其 特征在于，所述親合电感各绕组的IM数比满足m=m，n j: m=η，3 < j < N。
【文档编号】H02M3/07GK105958816SQ201610370587
【公开日】2016年9月21日
【申请日】2016年5月30日
【发明人】张岩, 董卓, 刘进军, 马小龙, 李伟强
【申请人】西安交通大学