逆变器，供电电路和用于产生交流电压的方法
【专利摘要】一种逆变器(WR)包括桥电路(BS)，逆变器控制装置(WRS)和第一调节器(R1)。桥电路(BS)包括两个半桥(HBa，HBb)，其分别具有两个串联连接的半导体开关(Hi)。逆变器控制装置(WRS)准备用于执行相移电路图。第一调节器(R1)准备用于通过调节相移电路图的相移角来调节供电电压(UV)的电压波动对第一调节参量(UA1，UA2，IA2，PA2)的影响。此外，本发明涉及一种供电电路(EVS)以及一种用于产生交流电压(UA1)的方法。
【专利说明】
逆变器，供电电路和用于产生交流电压的方法
技术领域
[0001] 本发明涉及一种逆变器，其包括桥电路和逆变器控制装置。桥电路包括两个半桥， 其分别具有两个串联连接的半导体开关。逆变器控制装置准备用于执行相移电路图（在两 个半桥的控制信号之间的相移）。半导体开关是典型的可控制的半导体开关，如M0SFET(金 属氧化物场效应晶体管）。【附图说明】包括对相移电路图（Phase-Shift-Schaltschema)的描 述。
[0002] 此外，本发明涉及一种供电电路，其包括这种逆变器以及谐振电路，谐振电路连接 至逆变器的桥电路的输出端。
[0003] 此外，本发明还涉及一种用于产生交流电压的方法，其具有以下步骤。在第一步骤 中，利用用于执行相移电路图的控制信号对具有两个半桥的桥电路进行控制，其中，这两个 半桥分别具有两个串联连接的半桥开关。
【背景技术】
[0004] Haldi，R.，Schenk K.在IEEE能源转换会议与展览会上的文献:用于超高效率电动 车辆的3.5kW无线充电器，IEEE-ECCE 2014,描述了一种感应式能量传输系统，用于对电动 车辆进行充电。该能量传输系统包括谐振转换器。相移电路图如在http : / / powerelectronics.com/print/regulators/simplified-phase-shifted-full-bridge-converter-design ψ描述。为使本发明的说明书简洁并同时满足可执行性的要求，辅助地 参阅这些文献的公开内容。
[0005] 尤其是在用于无接触能量传输的谐振转换器中，能够基于在供电侧(通常是位置 固定的一方)和谐振转换器的电磁耦合连接侧(通常是移动的一方)的电磁耦合的原因而出 现，即谐振转换器的供电电压的很微小的变化就已经导致谐振转换器的输出特性的强烈变 化。这意味着，即在不利的工作点中，供电电路的输出参量(电流，电压，功率)的振幅特别敏 感地取决于谐振转换器的供给电压的大小。
[0006] 在所述的应用领域中，（谐振转换器的）桥电路以典型的方式在AC-DC转换器上运 行。AC-DC转换器具有中间电路电流容器，AC-DC转换器在其上提供用于桥电路的供电电压。 AC-DC转换器以典型的方式包括功率因数校正电路(PFC = Power Factor Correction)。在 AC-DC转换器在单相网络接口上运行时，在中间电路电容器上取决于原理地产生中间电路 电压的近似于正弦的电压波动（电压波纹）。电压波动的基本振荡具有双倍的电源频率(也 就是在50Hz时的电网频率时为100Hz，或者在60Hz时的电网频率时为120Hz)。在中间电路电 压方面，中间电路电压的交流分量的振幅处于百分比范围中（例如在400V的直流分量时为 10V)。由于谐振转换器对供电电压变化的已提及的敏感性而导致，谐振转换器的传输的功 率强烈的波动，确切地说以中间电路电容器上的电压波动的频率(也就是以双倍的电网频 率)波动。谐振转换器的功率传输与供电电压的瞬时值的强烈相关性在存在供电电压的很 小的波动时就已经导致不希望的结果，即供电电压电路的输出参量(电流，电压，功率）以电 压波动的频率波动。当要借助这样的供电电路(包括AC-DC转换器和谐振转换器)对蓄电池 (例如机动车蓄电池)进行充电时，输出参量（电流，电压，功率）的这种波动尤其是不希望 的。
【发明内容】
[0007] 由现有技术出发，本发明的目的是减小或者尽可能完全地避免在现有技术中当借 助供电电路给电负载供电时出现的供电电路的输出参量(电流，电压，功率)的波动，当供电 电路具有以下的谐振转换器，其由在电网侧产生的、附带有剩余波动的输入电压供电时。本 发明的目的还在于提供一种相应的供电系统和用于产生交流电压的相应的方法，其具有这 些优点。
[0008] 该目的根据本发明通过一种逆变器实现，其包括桥电路，逆变器控制装置和第一 调节器。桥电路包括两个半桥，其分别具有两个彼此串联连接的半导体开关。逆变器控制装 置准备用于执行相移电路图。第一调节器准备用于借助调节相移电路图的相移角来控制供 电电压的电压波动对第一调节参量的影响。
[0009] 根据本发明的供电电路包括根据本发明的逆变器和谐振电路，其连接至桥电路的 输出端。对于谐振电路而言不同的拓扑结构是可行的，例如具有通过串联或者并联连接的 电容器实现的补偿。
[0010] 用于产生交流电压的根据本发明的方法包括以下步骤。在第一步骤中，利用用于 执行相移电路图的控制信号对具有两个半桥的桥电路进行控制，其中，这两个半桥分别具 有两个串联连接的半导体开关。在第二步骤中，借助调节相移电路图的相移角中来控制供 电电压UV的电压波动SW对第一调节参量IA1，UA1，UA2，IA2，PA2的影响。
[0011] 由已知的逆变器出发，本发明的方案在于，逆变器具有第一调节器，其借助调节相 移电路图的相移角来控制供电电压的电压波动对第一调节参量的影响。通过这种措施，逆 变器的输出交流电压的基础振荡振幅(基础振荡的振幅）的波动被部分地或者在理想的情 况中甚至完全地补偿。供电电路可以具有第一电压传感器，用于产生具有关于桥电路的输 出交流电压的第一电压信息的第一信号。可替换的或者附加的是，供电电路可以具有第二 电压传感器，其用于产生具有关于谐振电路的输出电压的第二信息的第二信号。可选地或 者附加地，供电电路可以具有用于产生具有关于谐振电路的输出电流的电流强度信息的第 三信号的第一电流传感器。可选地或者附加地，供电电路可以具有用于产生具有关于谐振 电路的输入电流的第二电流强度信息的第四信号的第二电流传感器。
[0012] 第一改进方案提出，第一调节参量是或者包括桥电流的输出交流电压。"包括"在 此意味着，即提出，即在考虑到桥电路的输出交流电压的情况下测定调节参量(例如功率）。 桥电流设置用于提供输出交流电压，其激发谐振电路振荡。因此能够假设待控制的电压波 动还完全地包含在该桥电路的输出交流电压中（换句话说:低频的波动分量在该桥电路的 输出交流电压中没有完全滤出）。待控制的电压波动因此可以例如根据输出交流电源的振 幅与相应的振幅额定值的偏差来测定。可替换的是，也可以提出，即待控制的电压波动根据 振幅的偏差或者根据在一个或者几个电网周期上测定的有效值与相应的有效额定值的偏 差来测定。对桥电路的输出交流电压的调节具有以下优点，即进入到调节电路中的调节路 径尽可能地短，从而在一开始就避免了对(第一调节器的）调节电路的不稳定性做出贡献， 该贡献能够代表谐振电路在调节路径中的包含。鉴于感应式耦合装置的不同的几何轮廓， 这尤其适合于在无接触能量传输系统的情况。
[0013] -个有利的观点提出，逆变器具有预控制装置，用于将相移角的调制的相位与桥 电路的供电电压的电压波动的相位相匹配。该选择在以下时尤其是有利的，当在桥电路的 输出端处尽管能够良好地检测到输出交流电压的振幅的待控制的波动的振幅，然而能够实 现在桥电路的供电侧上成本低廉和/或可靠地对待控制的电压波动的相位进行足够精确的 检测时。桥电路的供电电压的电压波动的相位可以借助用于桥电路的供电电压的电压传感 器来检测。
[0014] 可替换地或者附加地，桥电路的供电电压的电压波动的相位也可以借助用于桥电 路的间接供电电压的第一相位传感器来检测。间接的供电电压可以是电网电压，利用其为 产生用于桥电路的供电电压的AC-DC转换器供电。在该种情况中适宜的是，第一调节器在考 虑到供电电压的电压波动的相位时(根据关于间接的供电电压的相位的信息)通过以下方 式考虑在间接的供电电压的相位和桥电路的直接供电电压的电压波动的相位之间可能存 在的延迟时间（时间推移），即其向间接的供电电压的相位加入一个偏差值，该偏差值与两 个相位之间的延迟时间相对应。
[0015] 为了在第一调节器中实现对供电电压的电压波动的相位的考虑，第一调节器可以 具有用于接收桥电路的供电电压的和/或桥电路的间接供电电压的相位的同步输入端。一 个适宜的（在附图中并未示出的）替代方案提出，包含关于桥电路的直接的或者间接的供电 电压的相位的信息的传感器信号被输送给逆变器控制装置，并且逆变器控制装置的第一调 节器仅仅事后调节(nachstellen)相移角。可选的是，逆变器控制装置的第一调节器附加地 还可以报告相移角的输出值，或者在逆变器控制装置中固定地设定或者预设该输出值。相 应地构造的逆变器控制装置可以利用直接输送给其的关于相位的信息和由第一调节器提 供的相移角产生用于执行相移电路图的控制信号。
[0016] 对于许多应用来说适宜的是，谐振电路在输出侧具有用于输出已整流的电压的整 流器电路时。在谐振电路的输出端上可以（电容地或者电感地)连接有整流器级，其后连接 有滤波器级，从而对直流负载进行服务。由此，用于，例如是蓄电池(尤其是机动车蓄电池） 的耗电器能够由已整流的电流进行供给。此外可以确保，即在整流器电路的输出端上连接 的第二电压传感器和/或在整流器电路的输出端上连接的电流传感器最优地在提供已整流 的电压和/或最优地为了提供已整流的电流而对于相应的应用进行匹配。
[0017] 第二改进方案提出，即第一调节参量是或者包括谐振电路的输出电压。"包括"在 此意味着，即提出，即在考虑到谐振电路的输出电压的情况下测定调节参量(例如功率）。用 于布置在谐振电路的输出端上的第一调节器的电压传感器可以作为用于第二调节器的电 压传感器起作用。由此，两个调节器能够利用同一电压传感器运行并且节省了一个用于第 二调节器的第二电压传感器。两个调节器完全不影响，当其具有不同的时间特性时。适宜的 是，第一调节器具有一个调节器动态特性，其高于第二调节器的动态特性很多倍。
[0018] 第三改进方案提出，第一调节参量是或者包括谐振电路的输出电流。"包括"在此 意味着，即提出，即在考虑到谐振电路的输出电流的情况下测定调节参量(例如功率）。谐振 电流的输出电压作为调节参量的使用尤其是适用的，即当供电电路从连接的负载的角度上 看(例如从待充电的蓄电池的角度上看)几乎应该如恒定电源一样表现时。
[0019] 在一个优选的设计方案中，供电电路具有用于提供供电电压的AC-DC转换器和第 二调节器，其准备用于借助对供电电压的大小的调节对供电电路的输出电流和/或输出电 压和/或输出功率进行影响，其中，AC-DC转换器准备用于将第二调节器作为用于调节供电 电压的大小的调节机构并且从第二调节器获得供电电压的额定值。第二调节器典型地以一 个反应时间起作用，该反应时间为第一调节器的反应时间的多倍。因此，（不取决于对桥电 路的供电电压的电压波动的补偿）自主改变(也就是说受调节器控制地)供电电压的大小。 由此，（例如用于为蓄电池充电)供电电路的输出电流和/或输出电压和/或输出功率能够被 调节到额定值。尤其是对于对蓄电池的保护蓄电池的、节省时间的充电来说，对由蓄电池接 收的电流的强度或者对由蓄电池接收的功率的强度进行调节比对施加到蓄电池上的电压 的调节更加适宜。此外替代的或附加的调节参量能够是负载的温度和/或负载的温度的改 变速度和/或在负载处或者中的空间温度梯度，其中，负载例如是电动机或者待充电的电 池。
[0020] 当AC-DC转换器具有功率因数校正电路时是有利的。为此可以实现，即AC-DC转换 器从其所连接的供电网络的电能吸收近似于理想的欧姆电阻的电能吸收。通过近似无功分 量的电能吸收可以避免在能量供给网络和连接至该能量供给网络的其他设备中的干扰。
[0021] 此外，第二调节器可以为此准备用于借助调节相移角的输出值和/或借助调节逆 变器的开关频率来影响能量供给网络的输出电流和/或输出电压和/或输出功率。通过借助 于调节逆变器的供给电压和/或借助于调节相移角的输出值和/或借助于调节逆变器的开 关频率来调节供电网络的输出电流和/或输出电压和/或输出功率，在供电电压的预设的调 节范围中能够增大供电电路的工作范围。相应也适用的是，可以使用负载的温度和/或负载 的温度的变化速度和/或在负载处或者中的空间温度梯度作为另外的可替换的或者附加的 调节参量，其中该负载例如是电动机或者待充电的电池。
[0022] -个特别优选的实施方式提出，谐振电路为了无接触地感应能量传输而具有发射 线圈和接收线圈。由此能够可靠地、方便地将电能从电源传输至耗电器和/或电存储器。电 源可以是固定的或者移动的。与此无关地，耗电器或者电存储器也可以是位置固定的或者 移动的。
【附图说明】
[0023]接下来根据附图对本发明进一步说明，图中示出：
[0024]图1是供电电路的示意性框图，
[0025] 图2是供电电路的一部分的示意性等效电路图，
[0026] 图3是桥电路的四个半导体开关在具有不为零的相移角的运行时在逆变器的360° 的完整节拍周期上的示意性开关状态以及在桥电路的输出端上的矩形电压的走向，
[0027] 图4在附图的上部分中示意性地示出了相移角关于15度的平均相移角在逆变器的 供电电压的剩余波动的基础振荡的全周期上的变化，并且在附图的下边部分中示出了在没 有调节相移角时的桥电路的输出交流电压的基础振荡的时间上的第一变化和随着根据附 图的上部分对相移角进行调节时的桥电路的输出交流电压的基础振动的时间上的第二变 化，
[0028] 图5示意性地示出了用于产生交流电压的方法的流程图。
【具体实施方式】
[0029] 接下来根据示出的实施例来展示本发明的优选的设计方案。
[0030] 在图1中示出的用于电负载LA的供电电路EVS包括AC-DC转换器ADW (受控的整流 器），第二调节器R2,逆变器WR和谐振电路RIAC-DC转换器ADW设置用于在单相的交流电接 口 NA处的运行。AC-DC转换器ADW具有功率因数校正电路LFKS和(在图中并未示出的）中间电 路电容，在该电容上AC-DC转换器ADW提供其输出直流电压UV。
[0031] 逆变器WR具有桥电路BS和用于产生和提供用于桥电路BS的控制信号SS的逆变器 控制装置WRS。桥电路BS是受控的Η桥，其为了逆变具有四个半导体开关H1，H2，H3，H4(SM 图2)。接下来为了简化的目的各个半导体开关!11，!12，!13，!14也统称为把。
[0032] 在逆变器WR上连接有谐振电路RK，其具有感应地耦合的线圈SPS，SPE。谐振电路RK 的初级电路PK具有发射线圈SPS，其由逆变器WR直接或者间接地加载交流电压UA1并且供应 有电能。谐振电流RK的次级电路SK具有接收线圈SPE。发射线圈SPS形成变压器T的初级绕组 W1。接收线圈SPE形成变压器T的次极绕组W2。在次级绕组W2和初级绕组W1之间产生感应耦 合IK。
[0033]在机动车领域的实施方式中，谐振电路RK的初级线圈ΡΚ和供电电路EVS位置联系 地（〇 r t s g e b u n d e n e η )，并且谐振电路R K的次级部分S K是机动车联系地 (fahrzeuggebundenen)。由此实现了从位置固定的能量传输网络接口ΝΑ至机动车蓄电池 和/或另外的耗电器（例如电暖气，通风机，空调设备或者信息娱乐系统）的无接触能量传 输。
[0034]谐振电路RK可以具有一个或者多个串联和/或并联振荡电路。对于每个振荡电路 来说适用的是，其完全包含在谐振电路RK的（典型的位置联系的)初级电路中或者完全包含 在谐振电路RK的（典型的机动车联系的）次级电路中。可替换的是，所考虑的各个振荡电路 同时部分地属于初级电路也部分地属于次级电路。由于两个线圈的感应耦合并进而初级侧 和次级侧的单个谐振电路的原因，在机动车靠近充电站时产生具有相应较高等级的总谐振 电路。
[0035]在此，用于输出已整流的电压UA2的（输出侧的）整流器电路GS也合乎定义地属于 谐振电路RK。由此，可以为例如是蓄电池(尤其是机动车蓄电池）的耗电器LA提供已整流的 电压UA2。此外可以确保，即连接在整流器电路GS的输出端上的第四电压传感器US2和/或连 接至整流器电路GS的电流传感器IS，最优地在提供已整流的电压UA2方面和/或最优地为了 提供已整流的电流IA2而对于相应的应用进行匹配。
[0036]供电电路EVS具有第一电压传感器US1，用于产生具有关于桥电路BS的输出交流电 压UA1的第一电压信息的第一信号S1。此外，供电电路EVS具有第二电压传感器US2,用于产 生具有关于谐振电路RK的输出电压UA2的第二电压信息的第二信号S2。此外，供电电路EVS 具有第一电流传感器IS，用于产生具有关于谐振电路RK的输出电流IA2的第一电流强度信 息的第三信号S3。此外，供电电路EVS具有（图中并未示出的）第二电流传感器IS，用于产生 具有关于谐振电路RK的输入电流IA1的电流强度信息的第四信号S4。
[0037]本发明的一个可选的改进方案提出，第一调节器R1借助第一信号S1获得关于桥电 路BS的输出交流电压UA1的振幅UAla的波动强度的信息，但是并不获得关于输出交流电压 的电压波动的相位的信息。在该种情况中，第一调节器R1利用来自相位传感器PS11的信号 S11获得相位信息PLp和/或利用来自相位传感器PS12(见虚线箭头）的信号S12获得相位信 息PLuv。该混合方案也是可行的，当第一调节器R1使用谐振电路RK的输出电压UA2 (信号S2) 或者输出电流IA2(信号S3)作为调节参量时。可替换的是，逆变器控制装置WRS准备用于由 相位传感器PS11和/或PS12直接接收相位信息PLp和/或PLuv，并且在考虑相位信息PLp和/或 PLUV和由第一调节器R1提供的仅仅为Δφ或者仅仅为φ的相移角或者即有Δ;φ还有φ的相移 角的情况下产生用于桥电路BS的控制信号SS。振幅UA1的波动强度可以典型地同样以与此 有关的振幅或者与此有关的有效值来编号。
[0038] 供电电路EVS具有相位传感器PS11，用于产生具有关于桥电路BS的间接供给电压 UP的相位PLp的信息的第一相位信息信号S11。此外，供电电路EVS具有相位传感器PS12，用 于产生具有关于桥电路 BS的直接供给电压UV的电压波动SW的相位PLuv的信息的第二相位信 息信号S12。
[0039] 为了在一定程度上向外扩大调节范围（供电电路EVS的工作范围），即随着相移角Φ 的改变Δφ单独恰好也能够实现，第二调节器R2可以为此准备用于通过借助于调节相移角 Φ的输出值物和/或借助于调节逆变器WR的开关频率f来影响供电电路EVS的输出电流ΙΑ2 和/或输出电压UA2和/或输出功率PA2。
[0040] 图2示出了桥电路BS和连接在其上的谐振电路RK(包括负载侧的整流器电路GS)的 示意性电路图。桥电路BS包括两个半桥HBa，HBb，其分别具有两个串联连接的半导体开关 HI，H2以及H3，H4。中间抽头Ma以及Mb处于两个半导体开关HI，H2以及H3，H4之间。每个半导 体开关Hi都可以并联有空载二极管Di。可替换的或者附加的是，根据设计和负载能力而定， 使用半导体开关Hi的内置二极管(尤其是半导体开关Hi的体二极管)作为空载二极管Di』i 在此用于表示半导体开关111，!12，!13，!14中的一个。为了进行卸载，半导体开关把也可以与开 关并联电容器Ci并联。
[0041 ] 谐振电路RK的初级电路PK连接在两个半桥HBa，HBb的中间抽头Ma，MB之间。谐振电 路RK的初级电路PK具有带有第一谐振频率的第一串联振荡电路。谐振电路RK的次级电路SK 具有带有相同的或者第二谐振频率的第二串联振荡电路。在示出的实施方式中，在谐振电 路RK的次级电路SK与带有桥式整流器的整流器电路GS连接。整流器电路GS用于对交流电压 UA2'进行整流，该交流电压由谐振电流RK的次级电路SK提供。为了对已整流的电压UA2进行 平整，在整流器电路GS的输出端上连接有充电电容器CL。
[0042]图3的上方四个图表示出了四个半导体开关Hi的开关状态的时间上的变化。逆变 器控制装置WRS准备用于以典型的50%的占空率来驱动所有的半导体开关Hi，其中每个半 桥HBa，HBb的两个半导体开关Hi反向地运行（由此避免在桥电路BS的两个供电线路VL+，VL-之间的短路）。"相反地运行"在此被理解为，即第一半导体开关Hi切换为导通时，第二半导 体开关Hi切换为未导通，以及即第二半导体开关H2或H4切换为导通时，第一半导体开关H1 或H3切换为未导通。通过第一半桥HBa的（第一）中间抽头Ma与桥电路BS的第一供给线路V+ 或者第二供给线路V-的交替连接，在第一半桥HBa的（第一）中间抽头Ma上得出时间上的第 一电压变化。相应地，通过第二半桥HBb的（第二）中间抽头Mb与桥电路BS的第一或者第二供 电线路V-的交替连接，在第二半桥HBb的(第二）中间抽头Mb上得出时间上的第二电压变化。
[0043] 在相移角φ = φ〇 + Δφ为零度时，第一半桥HBa的（第一）中间抽头Ma的交替连接 与第二半桥HBb的（第二）中间抽头Mb的交替连接在时间上相反地进行。（在第二中间抽头Mb 处的）第二电压变化因此相对于(在第一中间抽头Ma处)第一电压变化相移了 180°。在相移 角Φ不为零时，（在第二中间抽头Mb处)第二电压变化相对于(在第一中间抽头Ma处)第一电 压变化相移了 180° +φε
[0044] 附图中的下面的图表示出了在桥电路BS的两个中间抽头Ma，Mb之间的电压UA1的 时间上变化，该时间上的变化由可控制的半导体开关Hi的开关状态的示出的时间上的变化 获得。在桥电路BS的两个中间抽头Ma，Mb之间的电压UA1的时间上变化包括四个切换阶段I， II，III，IV。在第一切换阶段I中，第一中间抽头Ma与第一供电线路V+连接并且第二中间抽 头Mb与第二供电线路V-连接。在第二切换阶段II中，两个中间抽头Ma，Mb与第二供电线路V-连接。在第三切换阶段III中，第一中间抽头Ma与第二供电线路V-连接并且第二中间抽头Mb 与第一供电线路V+连接。在第四切换阶段IV中，两个中间抽头Ma，Mb与第一供电线路V+连 接。在接下来的开关周期中，四个切换阶段I，II，III，IV以相同的顺序和方式重复。
[0045] 图4的上方部分示出了在时间t上对于供电电压UV的电压波动SW(也就是说双倍的 电网频率)的整个周期来说，相移角φ相关于15°的相移角φ的输出值φ〇的时间上的变化。
[0046] 与根据附图的上边部分的对相移角Φ进行了主动的后调节120时的桥电路BS的输 出交流电压UA1的基础振荡的振幅UAla的第二时间上的变化VZ2相比，图4的下方部分示出 了在没有调节相移角Φ时，在时间t上对于供电电压UV的电压波动SW(也就是说加倍的电网 频率)的整个周期来说，桥电路BS的输出交流电压UA1的基础振荡的振幅UAla的第一时间上 的变化VZ1。在此可以看到，桥电路BS的输出交流电压UA1的基础振荡的振幅UA1 a通过对相 移角Φ的调节120的所提出的措施几乎保持恒定。
[0047] 在图5中示出的用于产生交流电压UA1的方法100包括接下来的步骤。在第一步骤 100中，带有两个分别具有两个串联的半导体开关Hi的半桥HBa，mb的桥电路BS利用用于执 行相移电路图的控制信号SS控制。在第二步骤120中，供电电压UV的电压波动SW对第一调节 参量UA1，UA2，IA2，PA2的影响通过调节相应电路图的相移角Φ来控制。
[0048] 为了减小谐振转换器的输出电压UA2的波动而提出一种逆变器WR，其包括桥电路 BS，逆变器控制装置WRS和第一调节器R1。桥电路BS包括两个半桥HBa，HBb，其分别具有两个 串联连接的半导体开关Hi。逆变器控制装置WRS用于执行相移电路图。第一调节器R1用于通 过调节相移电路图的相移角Φ来控制供电电压UV的电压波动SW对第一调节参量UA1，UA2， IA2，PA2的影响。
【主权项】
1. 一种逆变器(WR)，包括： 具有两个半桥(HBa，HBb)的桥电路(BS)，所述半桥分别具有两个串联连接的半导体开 关(Hi); 逆变器控制装置(WRS)，所述逆变器控制装置准备用于执行相移电路图；以及 第一调节器(Rl)，所述第一调节器准备用于借助调节所述相移电路图的相移角（φ)来 控制供电电压(UV)的电压波动(SW)对第一调节参量(UA1，UA2，ΙΑ2，ΡΑ2)的影响。2. 根据权利要求1所述的逆变器(WR)，其特征在于，所述第一调节参量包括或者是所述 桥电路(BS)的输出交流电压(UAl)。3. 根据权利要求1或2所述的逆变器(WR)，其特征在于，所述逆变器(WR)具有预控制装 置(VS)，以用于将所述相移角（φ)的调制的相位与所述桥电路(BS)的所述供电电压(UV)的 电压波动(SW)的相位(PLuv)相匹配。4. 一种供电电路(EVS)包括： 根据前述权利要求中任一项所述的逆变器(WR);以及 谐振电路(RK)，所述谐振电路连接至所述桥电路(BS)的输出端(BSA)。5. 根据权利要求4所述的供电电路(EVS)，其特征在于，所述谐振电路(RK)在输出侧具 有整流器电路(GS)，用于输出已整流的电压(UA2)或者已整流的电流。6. 根据权利要求4或5所述的供电电路(EVS)，其特征在于，所述第一调节参量是或者包 括所述谐振电路(RK)的输出电压(UA2)。7. 根据权利要求4至6中任一项所述的供电电路(EVS)，其特征在于，所述第一调节参量 是或者包括所述谐振电路(RK)的输出电流(ΙΑ2)。8. 根据权利要求4至7中任一项所述的供电电路（EVS)，其特征在于，所述供电电路 (EVS)具有第二调节器(R2)和用于提供所述供电电压(UV)的AC-DC转换器(ADW)，所述第二 调节器准备用于借助对所述供电电压(UV)的大小进行设定来对所述供电电路(EVS)的输出 电流（ΙΑ2)和/或输出电压(UA2)和/或输出功率(ΡΑ2)进行影响，其中，所述AC-DC转换器准 备用于使所述第二调节器(R2)作为用于调节所述供电电压(UV)的大小的调节机构并且从 所述第二调节器(R2)获得所述供电电压(UV)的额定值(Suv)。9. 根据权利要求8所述的供电电路(EVS)，其特征在于，所述第二调节器(R2)准备用于 借助调节所述相移角（φ)的输出值（φ〇)和/或借助调节所述逆变器(WR)的开关频率(f)来 影响所述供电电路(EVS)的所述输出电流(IA2)和/或所述输出电压(UA2)和/或所述输出功 率(PA2)。 1 〇. -种用于产生交流电压(UA1)的方法（IOO )，其中，所述方法（IOO)包括： 利用用于执行相移电路图的控制信号（SS)对桥电路(BS)进行控制（110)，所述桥电路 具有两个半桥(HBa，HBb)，两个所述半桥分别具有两个串联连接的半导体开关(Hi);以及 借助调节所述相移电路图的相移角（φ)来控制（120)供电电压(UV)的电压波动（SW)对 第一调节参量(1^1，1^2，142，？六2)的影响。
【文档编号】H02J50/12GK106026743SQ201610192113
【公开日】2016年10月12日
【申请日】2016年3月30日
【发明人】亚历山大·布赫尔, 格诺特·赫布斯特
【申请人】西门子公司