用于产生三相逆变器的偏移电压的方法及偏移电压生成器的制造方法
【专利摘要】本发明公开了一种偏移电压生成器，其包括：第一限制器，其配置为将第一相电压信号与最大限制值和最小限制值进行比较以输出第一限制电压信号；第二限制器，其配置为将第二相电压信号与所述最大限制值和所述最小限制值进行比较以输出第二限制电压信号；第三限制器，其配置为将第三相电压信号与所述最大限制值和所述最小限制值进行比较以输出第三限制电压信号；以及加法器，其配置为将所述第一相电压信号与所述第一限制电压信号之间的差值、所述第二相电压信号与所述第二限制电压信号之间的差值以及所述第三相电压信号与所述第三限制电压信号之间的差值进行累加，以输出偏移电压。
【专利说明】
用于产生Ξ相逆变器的偏移电压的方法及偏移电压生成器
技术领域
[0001] 本公开设及一种用于产生偏移电压W控制Ξ相逆变器的连续调制和不连续调制 的方法W及偏移电压生成器。
【背景技术】
[0002] 随着功率半导体技术的发展，通过使用可W在高速被切换的电力装置来实现变压 变频(VWF)驱动器已经变得更加容易。典型地接收直流化C)电压源W产生交流(AC)可变电 压源的电压源逆变器通常地用作用于产生变压变频的电路。运样的电压源逆变器通常地由 储能系统化SS)、光伏(PV)逆变器、电机驱动技术使用。
[0003] 在调制由运样的电压源逆变器所产生的电压中，可W采用多种类型的调制方案。 最常用的调制方案之一是脉宽调制(PWM)方案。PWM方案可W分为连续调制方案和不连续调 制方案。连续调制方案的示例可W包括正弦脉宽调制（SPWM)、空间矢量脉宽调制（SVPWM)， 等等。不连续调制方案的示例可W包括用于减少功率半导体的开关损耗的60°断续脉宽调 制(DPWM)。
[0004] 在运样的连续或不连续调制模式中，将偏移电压与载波(例如Ξ角波)进行比较W 调制电压。在运样做时，不同的偏移电压被用在连续和不连续调制模式中。在相关技术中， 存在一个问题：当Ξ相逆变器从连续调制模式切换至不连续调制模式时，不连续调制模式 的偏移电压务必根据调制指数ΜΙ来计算。此外，根据现有的使用偏移电压的电压调制方案， 即使在偏移电压不是必要的时间段中，偏移电压也被连续地引入，并且因此零序电压总是 存在于逆变器中。
【发明内容】
[0005] 本公开的一个方面是提供用于产生Ξ相逆变器的偏移电压的方法及偏移电压生 成器，其允许Ξ相逆变器的电压调制模式在没有任何额外计算过程的情况下从连续调制模 式容易地切换至不连续调制模式。
[0006] 本公开的另一个方面是提供产生Ξ相逆变器的偏移电压的方法W及偏移电压生 成器，其调整不连续调制时间段，使得与相关技术中的不连续调制方案相比，总谐波失真 (THD)可W在调制指数为低的时间段中减少;并且与相关技术中的连续调制方案相比，开关 损耗可W在调制指数为高的时间段中减少。
[0007] 本公开的另一个方面是提供产生Ξ相逆变器的偏移电压的方法W及偏移电压生 成器，其产生具有最小(均方根)RMS的偏移电压W使得不必要的零序电压可W被减少。
[0008] 本公开的其他对象不限于上面描述的对象W及其他对象，并且优点可W由参考本 公开的实施例所描述的W下描述所理解。此外，其将容易理解，本发明的目的和优点可W由 所附权利要求中引用的方法及其组合被实现。
[0009] 根据本公开的一个方面，偏移电压生成器包括:第一限制器，其配置为将第一相电 压信号与最大限制值和最小限制值进行比较W输出第一限制电压信号；第二限制器，其配 置为将第二相电压信号与所述最大限制值和所述最小限制值进行比较w输出第二限制电 压信号；第Ξ限制器，其配置为将第Ξ相电压信号与所述最大限制值和所述最小限制值进 行比较W输出第Ξ限制电压信号；W及加法器，其配置为将所述第一相电压信号与所述第 一限制电压信号之间的差值、所述第二相电压信号与所述第二限制电压信号之间的差值W 及所述第Ξ相电压信号与所述第Ξ限制电压信号之间的差值进行累加，W输出偏移电压。 最大限制值和最小限制值由Ξ相逆变器的DC链路电压所确定。
[0010] 根据本公开的另一个方面，用于控制在Ξ相逆变器中的多个开关元件的开关操作 的Ξ相逆变器控制装置包括:极电压信号生成器，其配置为将第一相电压信号、第二相电压 信号W及第Ξ相电压信号分别与最大限制值和最小限制值进行比较，W产生偏移电压，并 且将所述偏移电压增加至所述第一相电压信号、所述第二相电压信号W及所述第Ξ相电压 信号W分别产生第一极电压信号、第二极电压信号W及第Ξ极电压信号；W及控制信号生 成器，其配置为将所述第一极电压信号、所述第二极电压信号W及所述第Ξ极电压信号与 载波进行比较，W产生用于所述多个开关元件的控制信号，其中，最大限制值和最小限制值 由Ξ相逆变器的DC链路电压所确定。
[0011] 如上所述，根据本公开的示例性实施例，Ξ相逆变器的电压调制模式可W从连续 调制模式容易地切换至不连续调制模式而没有任何额外计算过程。
[0012] 此外，根据本公开的示例性实施例，不连续调制时间段被调整，使得与相关技术中 的不连续调制模式相比总谐波失真(T皿)可W在调制指数为低的时间段中减少，并且与相 关技术中的连续调制模式相比开关损耗可W在调制指数为高的时间段中减少。
[001引此外，根据本公开的示例性实施例，具有最小RMS的偏移电压被产生，使得不必要 的零序电压可W被减少。
【附图说明】
[0014] 图1示出了 Ξ相逆变器的示例，根据本公开的示例性实施例的用于产生Ξ相逆变 器的偏移电压的方法被应用于该Ξ相逆变器；
[0015] 图2示出了由相关技术中的PWM控制单元中的极电压信号生成器产生Ξ相极电压 信号的过程；
[0016] 图3示出了在PWM控制单元中的控制信号生成器通过使用相关技术中的Ξ相极电 压信号来产生开关元件的控制信号的过程；
[0017] 图4是根据本公开的示例性实施例的包括在PWM控制单元中的极电压信号生成器 的框图；
[0018] 图5根据本公开的示例性实施例的偏移电压生成器的框图；
[0019]图6至图8是用于通过改变调制指数MI来将根据本公开的P歷控审臘式、相关技术 中的SPWM控制模式、相关技术中的SVPWM控制模式W及相关技术中的60° DPWM的极电压和偏 移电压的波形进行相互比较的图；
[0020] 图9是示出了根据功率因数的每个调制模式中的开关损耗相对于连续调制模式中 的开关损耗的比率的图；W及
[0021] 图10是用于将相关技术中的不连续调制模式和连续调制模式中的加权总谐波失 真(WTHD)与根据本公开的示例性实施例的用于产生偏移电压的方法中的WTHD进行比较的 图。
【具体实施方式】
[0022] 从使用参考附图的详细描述，上面的对象、特征和优点将变得明显。实施例W足够 细节的描述W使能那些本领域技术人员容易地实践本公开的技术思想。已知的功能或配置 的详细公开可W被省略W免不必要地掩盖本公开的要点。在下文中，本发明的实施例将使 用参考附图被详细地描述。贯穿附图，类似参考数字指的是类似元件。
[0023] 图1示出了 Ξ相逆变器的示例，根据本公开示例性实施例的用于产生Ξ相逆变器 的偏移电压的方法被应用于该Ξ相逆变器。在图1中示出的Ξ相逆变器是用于驱动ESS或电 机驱动的典型的二级Ξ相电压源逆变器。
[0024] 参考图1，Ξ相逆变器包括平滑部分101和开关部分102。立相逆变器通过整流器 (未示出）将来自外部装置的Ξ相交流电压整流为直流电压。经由在图1中示出的平滑部分 101使被整流的直流电压平滑为在两个DC链路处的VdE/2的DC链路电压。在图1中的符号η表 示虚拟DC链路中屯、点。
[00巧]被平滑的DC链路电压Vdc/2经由在开关部分102中的一些开关元件al、a2、bl、b2、cl 和c2被转换为Ξ相交流电压。开关元件al与开关元件a2W互补的方式被闭合/断开。同样 地，开关元件bl与开关元件b2W互补的方式被闭合/断开，并且开关元件cl与开关元件c2W 互补的方式被闭合/断开。
[00%]经由开关单元102的开关操作所产生的Ξ相交流电压被输入至负载103(例如电动 机)。
[0027]在开关部分102中的开关元件曰1、曰2、61、62、(：1和〇2分别地^互补的方式被闭合/ 断开，W产生立相交流电压。根据来自如图1所示的P歷控制单元104的控制信号输出，开关 元件曰1、曰2、61、62、(：1和〇2的开关操作（闭合/断开操作)被执行。？￥1控制单元104产生控制 信号W使用来自外部设备的Ξ相电压信号来控制31、32、61、62、(：1和〇2的开关操作。
[00%]图2示出了由相关技术中的PWM控制单元104中的极电压信号生成器产生Ξ相极电 压信号的过程。
[0029] 参考图2,分别地，PWM控制单元104中的极电压信号生成器将包括第一相电压信号 ￥\3、第二相电压信号￥\3^及第立相电压信号￥\^3的立相电压信号201增加至在偏移电压生 成器202中产生的偏移电压^sn，从而产生包括第一极电压信号八3。、第二极电压信号V心W 及第立极电压信号￥^^。的立相极电压信号203。偏移电压￥^。是通常地存在于极电压信号203 中的组分，并且其是零序电压W使得其不影响相间电压的组合。
[0030] 因此，如等式1所表示的在极电压信号203、相电压信号201W及偏移电压信号八3。 之间的关系被建立了 ：
[003。[等式U
[0035] 图3示出了在PWM控制单元104中的控制信号生成器通过使用相关技术中的Ξ相极 电压信号来产生开关元件的控制信号的过程。
[0036] 如图3所示，经由图2的过程所产生的极电压信号301，即，第一极电压信号^an、第 二极电压信号V心W及第S极电压信号八η与载波302进行比较。虽然在图3中所示出的载波 302是Ξ角载波，根据调制模式，载波的其他类型也可W被使用。如图3所示，载波302的频率 等于开关频率。峰值具有VdE/2的最大值和-Vdc/2的最小值。
[0037] 在相关技术中，如图3所示，每个极电压信号201与载波302之间的差值被计算，并 且如果该差值等于或大于0,则1的值被输出，并且如果该差值小于0,则0的值被输出（如参 考数字303所表示的）。因此，如果每个极电压信号201与载波302之间的差值大于0,则闭合 信号(on-signal)被输出至开关元件al、bl和cl，并且如果每个极电压信号201与载波302之 间的差值小于0,则闭合信号由非Π 304被输出至开关元件a2、b2和c2。
[003引如图2和图3所示，在由相关技术中的Pmi控制单元104产生控制信号的过程中，基 于在偏移电压生成器202中所产生的偏移电压V^n，调制模式被最终地确定。例如，正弦PWM (SPWM)的偏移电压八η(其是连续调制模式)如下：
[0039] [等式 2]
[0040]
[0041 ] 此外，空间矢量PWM(SVPWM)的偏移电压V^n如下：
[0042] [等式 3]
[0043]
[0044] 其中，Vmax表示第一相电压信号^as、第二相电压信号八63和第Ξ相电压信号八。3中 最大的一个，并且Vmin表示其中最小的一个。在等式3中所表示的空间矢量脉宽调制(SVPWM) 是连续调制方案，其中所有的开关元件的控制信号针对载波的周期而变化。
[0045] 相比之下，在不连续调制方案中，在相位中的开关元件的控制信号不改变，W为了 减少开关损耗。一个最常用的不连续电压调制方案是60°断续脉宽调制(DPWM)，其中60°的 开关不连续时间段存在于相电压信号的峰值附近。60° DPWM具有偏移电压V^n如下：
[0046] [等式 4]
[0049] 如上所述，在使用偏移电压的PWM控制中，为了从连续调制模式切换至不连续调制 模式，务必计算不同的偏移电压，如等式2至等式4所表示的。
[0050] 此外，在相关技术中存在缺点在于，虽然降低了开关损耗，但是在输出电流中的总 谐波失真(THD)增加了。此外，在相关技术中存在缺点在于，虽然与不连续调制模式相比，在 输出电流中的T皿比较低，但是开关损耗增加了。
[0051] 此外，根据现有的使用偏移电压的不连续调制模式，不连续调制间隔总是设置为 参考波的周期的120°。因此，当调制指数MI低时，在输出电流中的THD在不连续调制模式中 是非常大的。结果，在调制指数中存在另一个问题:为了减少开关损耗，不连续调制由该调 制指数而启动被限制。
[0052] 此外，根据上面所描述的现有的使用偏移电压的电压调制方案，即使在偏移电压 是不必要的并且其经由PWM控制单元104被引入至逆变器中的时间段中，偏移电压也连续被 产生。偏移电压是零序电压并且可W导致电源效率的降低或连接至逆变器的负载的故障。 例如，如果运样的零序电压使用并网逆变器、光伏组件被施加至ESS，则漏电流可W被产生 W使得电源效率可W被降低。此外，在驱动典型的感应电动机中，如果零序电压变大，则在 轴向方向或轴承电流中的扭矩变大，可能导致介电击穿。
[0053] 为了克服运样的问题，提供了用于产生Ξ相逆变器的偏移电压的方法W及偏移电 压生成器，其允许Ξ相逆变器的电压调制模式在不进行额外计算另一个偏移电压的情况下 从连续调制模式切换至不连续调制模式。此外，在根据本公开的示例性实施例的用于产生 偏移电压的方法W及偏移电压生成器中，具有最小RMS的偏移电压被产生W被引入至逆变 器中，并且因此使零序电压最小化，从而防止电源效率的降低W及由逆变器所驱动的负载 的故障。
[0054] 图4是根据本公开示例性实施例的包括在PWM控制单元104中的极电压信号生成器 的框图。
[0055] 参考图4,分别地，极电压信号生成器将包括第一相电压信号￥^3、第二相电压信号 V*bsW及第Ξ相电压信号V*cs的Ξ相电压信号401增加至在偏移电压生成器402中产生的偏 移电压^sn，（如由参考数字403所表示的），从而产生包括第一极电压信号￥\。，第二极电压 信号及第Ξ极电压信号的Ξ相极电压信号404。
[0056] 在图4中，根据本公开的示例性实施例的偏移电压生成器402通过使用Ξ相逆变器 的DC链路电压Vd。^及相电压信号401产生偏移电压V^n。
[0057] 图1的逆变器的偏移电压V^n具有如下面的等式5所表示的范围：
[0化引[等式引
[0化9]
[0060] 如果在等式5E
波确定。即，具有最小绝对值的偏
移电压成在另一方面，如果 被确定，使 占 〇 得具有最小绝对值的偏移电压成为
[0061] 因此，由根据本公开示例性实施例的偏移电压生成器所产生的偏移电压被定义如 下：
[006^ [等式 6]
[00 化]
[0066] 在下文中，根据等式6由偏移电压生成器402产生偏移电压V^n的过程将参考图5被 详细描述。
[0067] 图5是根据本公开的示例性实施例的偏移电压生成器402的框图。
[0068] 参考图5,根据示例性实施例的偏移电压生成器402分别地产生Ξ相电压信号V\s、 V*bs和及对应的限制信号化s、Vbs和Vcs，根据下面的等式7:
[0069] [等式7]
[0070]
[0071 ]其中，限制信号化s、Vbs和Vcs被定义如下：
[0072][等式引
[0079] 根据本公开的示例性实施例的偏移电压生成器402产生如W下面的方式在等式7 中所表示的偏移电压V^n。参考图5,根据本公开的示例性实施例的偏移电压生成器402包括 第一限制器502(a)、第二限制器502(b) W及第Ξ限制器502(c)分别地对应于第一相电压信 号￥^3、第二相电压信号V\s和第Ξ相电压信号V\^s。
[0080] 第一限制器502(a)接收第一相电压信号V\s，并且将所接收的第一相电压信号V\s 与最大限制值和最小限制值进行比较W输出第一限制信号Vas。在本示例性实施例中，最大 限制值可W被设置为?^并且最小限制值可W被设置为-% ^ ^ 2。
[0081] 在本示例性实施例中，如果第一相电压信号八33等于或大于最小限制值并且等于 或小于最大限制值，则第一限制器502(a)将第一相电压信号^as作为第一限制信号Vas输 出。此外，如果第一相电压信号八S小于最小限制值，则第一限制器502(a)将最小限制值作 为第一限制信号Vas输出。此外，如果第一相电压信号八33大于最大限制值，则第一限制器 502(a)将最大限制值作为第一限制信号化S输出。
[0082] 第二限制器502(b)和第Ξ限位器502(c)也W与上面所描述的与第一限制器502 (a)相同的方式分别地输出第二限制信号Vbs和第Ξ限制信号Vcs。
[008；3]然后，402输出（作为偏移电压V*sn)第一限制信号化S与第一相电压信号V*as之间的 差值、第二限制信号Vbs与第二相电压信号^bs之间的差值W及第Ξ限制信号Vcs与第Ξ相 电压信号八S之间的差值的总和，如图5所示。
[0084] 在图5中，如果Ξ相电压信号501在最小限制值与最大限制值之间，则由偏移电压 生成器402所产生的偏移电压八。变为0。当偏移电压八η为0时，图1的P歷控制单元104运行 在SPWM模式中，该SPWM模式是连续调制方案。
[0085] 在另一方面，如果相电压信号501大于最大限制值或小于最小限制值，则偏移电压 变为
[0086] 因此，极电压信号变为Vdc/2或-Vdc/2,使得Ρ歷控制单元104被切换至不连续调制 模式。
[0087] 根据本公开的示例性实施例，PWM控制单元104运行在不连续调制模式中的不连续 运行范围由调制指数MI所确定。调制指数被定义为如在下面的等式10中所表示的：
[008引[等式10]
[0089]
[0090] 其中，Vm表示相电压信号的幅值。
[0091] 因此，如果调制指数等于或小于预定的参考指数(例如，1)，则nm控制单元104运 行在连续调制模式中。此外，如果调制指数大于参考指数，则PWM控制单元104运行在不连续 调制模式中。特别地，当调制指数变为线性调制区域的最大值（即，2/、巧（=1.1547))时， PWM控制单元104运行在60° DPWM模式中。
[0092] 因此，根据本公开的示例性实施例，Ξ相逆变器的电压调制模式可W在没有任何 额外计算过程的情况下容易地从连续调制模式切换至不连续调制模式。此外，根据本公开 的示例性实施例，不连续调制时间段被调整，使得与相关技术中的不连续调制方案相比可 W在其中调制指数为低的时间段中减少总谐波失真(THD)，并且与相关技术中的连续调制 模式相比可W在调制指数为高的时间段中减少开关损耗。
[0093] 图6至图8是用于通过改变调制指数MI来将根据本公开的PWM控制方案、相关技术 中的SPWM控制方案、相关技术中的SVPWM控制方案W及相关技术中的60° DPWM的极电压和偏 移电压的波形进行相互比较的图。
[0094] 在图6中，根据本公开的示例性实施例的PWM控制方案的调制指数MI被设置为1。图 6示出了根据本公开的示例性实施例的根据PWM控制方案W及相关技术中的SPWM控制方案 的极电压信号的波形601(a)、根据相关技术中的SVPWM控制方案的极电压信号的波形602 (a) W及根据相关技术中的60° DPWM控制方案的极电压信号的波形603(a)。
[0095] 此外，图6示出了根据本公开的示例性实施例的根据PWM控制方案W及相关技术中 的SPWM控制方案的偏移电压的波形601(b)、根据相关技术中的SVPWM控制方案的偏移电压 的波形602(a) W及根据相关技术中的60° DPWM控制方案的偏移电压的波形603(a)。
[0096] 如图6所示，根据本公开的PWM控制模式，如果调制指数MI被设置为1或更少，则PWM 控制单元104 W与相关技术中的SPWM控制方案相同的方式运行。
[0097] 在图7,根据本公开的示例性实施例的PWM控制方案的调制指数MI被设置为1.7。图 7示出了根据相关技术中的SPWM控制方案的极电压信号的波形701(a)、根据相关技术中的 60°DPWM控制方案的极电压信号的波形702(a) W及根据本公开的PWM控制方案的极电压信 号的波形703(a)。
[0098] 图7示出了根据相关技术中的SPWM控制方案的偏移电压的波形701(b)、根据相关 技术中的60° DPWM控制方案的偏移电压的波形702(b) W及根据本公开的PWM控制方案的偏 移电压的波形703(b)。
[0099] 如图7所示，只要调制指数MI大于1，根据本公开的PWM控制方案的不连续调制时间 段就较长。
[0100] 在图8中，根据本公开的示例性实施例的PWM控制方案的调制指数MI被设置为 2/ n/§。图8示出了根据相关技术中的SVPWM控制方案的极电压信号的波形801(a似及根据 60° DPWM控制方案和本公开的PWM控制方案的极电压信号的波形802(a)。
[0101] 此外，图8示出了根据相关技术中的SVPWM控制方案的偏移电压的波形801(b) W及 根据60° DPWM控制方案和本公开的PWM控制方案的偏移电压的波形802(b)。
[0102] 如图8所示，当调制指数MI变为2:/'J的最大值时，根据本公开的示例性实施例的 PWM控制单元104W与相关技术中的60°DPWM控制模式中相同的方式运行，使得其具有周期 的最大不连续调制时间段。
[0103] 特别地，如可W从图7和图8看到的，根据本公开的Pmi控制方案，如果调制指数MI 在1与游的最大值之间，则具有最小绝对值的偏移电压被产生。
[0104] 图9是示出了根据功率因数的每个调制方案中的开关损耗相对于连续调制模式中 的开关损耗的比率的图。
[0105] 图9示出了在连续调制方案（即，SPWM和SVPWM方案）中的开关损耗901，W及在不连 续调制方案(例如，60°DPWM方案）中的开关损耗903。此外，图9示出了根据本公开的PWM控制 方案当调制指数MI从1变为2/.时的开关损耗902。
[0106] 如图9所示，在本公开的Ρ丽控制方案中的开关损耗902等于在SP歷控制方案（即， 当调制指数ΜΙ为1时的连续电压调制方案）中的开关损耗，并且如果调制指数ΜΙ大于1，则当 不连续调制时间段增加时，开关损耗902逐渐减少。特别地，从图9可W看出，当调制指数ΜΙ 是2 /冶的最大值时，开关损耗902等于在60° DPWM中的开关损耗903。
[0107] 图10是用于将相关技术中的不连续调制模式和连续调制模式中的加权总谐波失 真(WT皿)与用于根据本公开的示例性实施例产生偏移电压的方法中的WT皿进行比较的图。 [010引在图13中示出的WT皿定义如下：
[0109] [等式 11]
[0110]
[0111]其中，ω1表示基波的频率，VI表示基波的幅值，η表示谐波的阶数，W及Vn表示η阶 谐波的幅值。
[0112] 图10示出了相关技术中的60° DPWM模式中的WT皿1001、相关技术中的SPWM模式中 的WTHD 1002、相关技术中的SVP丽模式中的WTHD 1003W及根据本公开的示例性实施例的 PWM控制模式中的WT皿1004。
[0113] 如图13所示，当调制指数MI等于或小于参考指数1时，根据本公开的示例性实施例 的PWM控制模式中的WT皿1004与相关技术中的SPWM模式中的WTHD 1002相同。然而，当调制 指数MI变得大于参考指数1时，不连续调制间隔增加，使得WT皿1004逐渐增加。即使根据本 公开的示例性实施例的PWM控制模式中的WTHD 1004增加，其始终还保持低于相关技术中的 60°DPWM模式中的WT皿1001。
[0114] 根据上面描述的本公开的示例性实施例的nm控制模式是电压调制方法，其中零 序电压或偏移电压使用相电压信号被计算，限制器和权重与Ξ角波进行比较。从连续电压 调制模式至不连续电压调制模式的平滑切换可W通过在通过限制器后在相电压信号和各 自的限制电压信号之间累加差值来实现。此外，不连续的电压调制时间段可W通过调整最 大限制值和最小限制值输入至限制器来调整。
[0115] 通过使用因此产生的偏移电压，当调制指数被设置为低于1的参考指数的值时， PWM控制单元运行在连续调制模式中，而当调制指数变为大于1的参考指数时，则PWM控制单 元被切换至不连续调制模式。通过将根据本公开的示例性实施例的PWM控制模式施加至ESS 的逆变器、光伏组件的逆变器、电机驱动的逆变器，等等，不连续调制时间段可W被调整，使 得与相关技术中的不连续调制方案相比在调制指数为低的时间段中减少THD。此外，与相关 技术中的连续调制方案相比在第Ξ调制指数为高的时间中减少开关损耗。此外，在根据本 公开的示例性实施例的用于产生偏移电压的方法W及偏移电压生成器中，具有最小RMS的 偏移电压被产生W被引入至逆变器中，并且因此使零序电压最小化，从而防止电源效率的 降低或由逆变器所驱动的负载的故障。
[0116] 在不脱离本公开的精神和范围的情况下，上面描述的本公开可W由本发明设及的 那些本领域的技术人员各种地取代、改变W及修改。因此，本公开不限于上述示例性实施例 和附图。
【主权项】
1. 一种在三相逆变器中的偏移电压生成器，所述三相逆变器运行在连续调制模式或不 连续调制模式，所述偏移电压生成器包括： 第一限制器，其配置为将第一相电压信号与最大限制值和最小限制值进行比较以输出 第一限制电压信号； 第二限制器，其配置为将第二相电压信号与所述最大限制值和所述最小限制值进行比 较以输出第二限制电压信号； 第三限制器，其配置为将第三相电压信号与所述最大限制值和所述最小限制值进行比 较以输出第三限制电压信号；以及 加法器，其配置为将所述第一相电压信号与所述第一限制电压信号之间的差值、所述 第二相电压信号与所述第二限制电压信号之间的差值以及所述第三相电压信号与所述第 三限制电压信号之间的差值进行累加，以输出偏移电压， 其中，所述加法器取决于由所述三相逆变器的DC链路电压确定的调制指数而输出不同 的偏移电压，以在所述三相逆变器的调制模式之间进行切换。2. 根据权利要求1所述的偏移电压生成器，其中所述第一限制器、所述第二限制器以及 所述第三限制器配置为： 如果所述第一相电压信号、所述第二相电压信号以及所述第三相电压信号在所述最小 限制值和所述最大限制值之间，则分别地输出所述第一相电压信号作为所述第一限制电压 信号、输出所述第二相电压信号作为所述第二限制电压信号以及输出所述第三相电压信号 作为所述第三限制电压信号； 如果所述第一相电压信号、所述第二相电压信号以及所述第三相电压信号小于所述最 小限制值，则分别地输出所述最小限制值作为所述第一限制电压信号、作为所述第二限制 电压信号以及作为所述第三限制电压信号;并且 如果所述第一相电压信号、所述第二相电压信号以及所述第三相电压信号大于所述最 大限制值，则分别地输出所述最大限制值作为所述第一限制电压信号、作为所述第二限制 电压信号以及作为所述第三限制电压信号。3. 根据权利要求1所述的偏移电压生成器，其中，如果所述第一相电压信号、所述第二 相电压信号以及所述第三相电压信号在所述最小限制值和所述最大限制值之间，则所述三 相逆变器运行在连续调制模式，并且 如果所述第一相电压信号、所述第二相电压信号和所述第三相电压信号小于所述最小 限制值或大于所述最大限制值，则所述三相逆变器运行在不连续调制模式。4. 根据权利要求1所述的偏移电压生成器，其中，如果所述三相逆变器的所述调制指数 等于或小于参考指数，则所述三相逆变器运行在连续调制模式，并且 如果所述三相逆变器的所述调制指数大于参考指数，则所述三相逆变器运行在不连续 调制模式。5. -种三相逆变器控制装置，其用于控制在三相逆变器中的多个开关元件的开关操 作，所述三相逆变器控制装置包括： 极电压信号生成器，其配置为将第一相电压信号、第二相电压信号以及第三相电压信 号分别与最大限制值和最小限制值进行比较，以产生偏移电压，并且将所述偏移电压增加 至所述第一相电压信号、所述第二相电压信号以及所述第三相电压信号以分别地产生第一 极电压信号、第二极电压信号以及第三极电压信号；以及 控制信号生成器，其配置为将所述第一极电压信号、所述第二极电压信号以及所述第 三极电压信号与载波进行比较，以产生用于所述多个开关元件的控制信号， 其中，所述三相逆变器取决于由所述三相逆变器的DC链路电压所确定的调制指数以及 所述偏移电压而运行在不同的调制模式。6. 根据权利要求5所述的三相逆变器控制装置，其中，所述极电压信号生成器包括偏移 电压生成器，其配置为产生所述偏移电压，并且 所述偏移电压生成器包括： 第一限制器，其配置为将所述第一相电压信号与最大限制值和最小限制值进行比较以 输出第一限制电压信号； 第二限制器，其配置为将第二相电压信号与所述最大限制值和所述最小限制值进行比 较以输出第二限制电压信号； 第三限制器，其配置为将第三相电压信号与所述最大限制值和所述最小限制值进行比 较以输出第三限制电压信号；以及 加法器，其配置为将所述第一相电压信号与所述第一限制电压信号之间的差值、所述 第二相电压信号与所述第二限制电压信号之间的差值以及所述第三相电压信号与所述第 三限制电压信号之间的差值进行累加，以输出偏移电压。7. 根据权利要求5所述的三相逆变器控制装置，其中，如果所述第一相电压信号、所述 第二相电压信号以及所述第三相电压信号在所述最小限制值和所述最大限制值之间，则所 述三相逆变器运行在连续调制模式，并且 如果所述第一相电压信号、所述第二相电压信号以及所述第三相电压信号小于所述最 小限制值或大于所述最大限制值，则所述三相逆变器运行在不连续调制模式。8. 根据权利要求5所述的三相逆变器控制装置，其中，如果所述三相逆变器的所述调制 指数等于或小于参考指数，则所述三相逆变器运行在连续调制模式，并且 如果所述三相逆变器的所述调制指数大于参考指数，则所述三相逆变器运行在不连续 调制模式。
【文档编号】H02M1/12GK106059351SQ201610216787
【公开日】2016年10月26日
【申请日】2016年4月7日 公开号201610216787.4, CN 106059351 A, CN 106059351A, CN 201610216787, CN-A-106059351, CN106059351 A, CN106059351A, CN201610216787, CN201610216787.4
【发明人】李学俊
【申请人】Ls产电株式会社