专利名称：放大器和频率变换器的制作方法
技术领域：
本发明涉及用于放大输入信号的放大器，和用于放大输入信号并随后变换所放大信号频率的频率变换器。尤其是，本发明涉及既具有较宽动态范围又适用于半导体集成电路集成的放大器和频率变换器。
背景技术：
在手机之类的无线系统的接收机中，在天线接受到的信号可由初级的放大电路来放大。这类初级放大电路需要能在接受微弱信号时具有低噪声和高增益的特性，而在接受大信号时可具有低失真和低增益的特性。特别是，在最近的移动通讯中，由于接受电场的特性会随着基站和移动站之间的距离而发生很大的变化，这就需要具有比接受系统更宽的动态范围。此外，在接受前端的放大电路需要具有比以往电路都更加严格的低噪声特性。
为了能够稳定放大电路的工作，广泛使用的方案是在放大电路的输入或输出端上的信号线和接地线之间插入一个电阻。然而，在输入端所插入的电阻会在噪声特性方面产生明显的下降。另一方面，在输出端所插入的电阻会在失真特性方面产生明显的下降。其它适用于稳定放大电路工作的众所周知的方案是对输入端施加负反馈的方案。即，在该方案中，将相移180度的信号反馈至输入端。根据这一方案，有可能获得具有较宽动态范围的放大电路，尽管噪声和失真特性都会明显下降。更好的是，在该方案中所使用的负反馈电路也可以作为一个失真补偿电路来工作，从而利用电路结构中的某些发明可以使得动态范围更加宽。
下文中，参考
图12至图16，举例讨论五种常规的负反馈放大器。第一种常规的实例是在日本专利公告No.10-22751(1998-22751)专利中所披露的“负反馈功率放大器”(参考图12)。图12所图示说明的放大器包括一个负反馈电路，该迪纳路能够作为失真补偿电路工作并且可应用于微波波段。在图12中，晶体管601和602都是场效应晶体管。电感器603、604和605以及电容器606和607构成了晶体管601和602的匹配电路。微带线608可作为相移器来使用。可以使用微带线608向放大器提供功率电压Vcc。
从晶体管602输出的部分信号通过电感器605、微带线608以及随后电感器604负反馈至晶体管602的输入端。这里，微带线608的长度L可以调整，使得晶体管602的反馈信号和输出信号在相位上相互相差180度。包括失真补偿的部分输出信号在相位上与反馈输入端的信号反相，从而能够改善在高频带中的失真特性。
在日本专利公告No.6-216670(1994-216670)专利中所披露的“高输出放大器”是第二种常规的实例(参考图13)。图13所图示说明的放大器包括作为信号线的微带线701a和701b、信号放大晶体管702、定向耦合器703、反馈微带线704、抽头705、用于改变反馈量的电阻706a和706b、电平监测电路707、谐波抑制控制器电路708，以及端电阻709。
在图13中，通过信号线微带线701a所提供的输入可由信号放大晶体管702放大。晶体管702的输出可通过具有预定线长度的反馈微带线704以及随后的定向耦合器703反馈至用于信号放大的信号放大晶体管702的输入端。采用这一结构，所反馈至信号放大晶体管702是在相位上相反于二次谐波的信号。这样，就能够抵消二次谐波的失真，从而可以改善信号放大晶体管702的线性。
在PCT国际专利号No.WO 96/25791专利中所披露的“放大器”时第三种常规的实例(参考图14)。图14所图示说明的放大器包括一个晶体管801、信号源802和803，信号源电阻804、一个由810、811和815所标记的元件组成的输出匹配电路、带通滤波器812、相移器813、可变衰减器814，以及一个负载电阻816。
在图14中，带通滤波器812可以通过晶体管801所输出的二次谐波。相移器813和可变衰减器814分别可以调整二次谐波的相位和幅度。在该放大器中，如同第二种常规实例，输出信号的二次谐波反馈至输入，从而减小放大器的三阶互调的乘积。
在日本专利公告No.7-94954(1995-94954)专利中所披露的“功率放大器”是第四种常规的实例(参考图15)。图15所图示说明的放大器包括合成器901、功率放大器902、分频器903、滤波器904、可变相移器905、以及可变衰减器906。该放大器将功率放大器902所输出的基波和较高次波(二次和三次-或者四次谐波，等等)在宽带范围内相移180度，并且将最终的波反馈至功率放大器902的输入。于是，将功率放大器902所输出的基波和二次谐波负反馈至输入端，能够补偿输出信号的失真。
在日本专利公告No.10-335954(1998-335954)专利中所披露的“宽带反馈放大器”是第五种常规的实例(参考图16)。图16所图示说明的放大器包括放大器件1001、信号输入1002、信号输出1003、狭缝线接地平面1004、狭缝线开路平面1005、带线1006、在大量线转换部分中的微带线1007、狭缝线1008、过孔1009、通孔1010、以及用于确定反馈量的电阻1011。如同第四常规实例，该放大器将放大器件所输出的信号在宽带范围内相移180度，并随后将结果反馈至放大器件1001的输入端。于是，放大器件1001所输出的基波和二次谐波就可以反馈至输入端，从而能够补偿输出信号的失真。该公告的公报披露了用于宽带中相移180度的反馈电路实例。
然而，上述第一至第五种常规实例具有以下缺陷。在第一种常规实例的放大器中，反馈至输入端的二次谐波相移了几乎360度。因此，该放大器不能够采用二次谐波的负反馈来进行失真补偿。在第二和第三种常规实例的放大器中，基波是很难反馈的。因此，这些放大器就不能通过在基波频率附近频率上所产生的三阶互调波的负反馈来进行失真补偿。此外，在第四和第五种常规实例的放大器中，反馈电路只能进行基波和谐波的相位调整模式的处理，从而使得反馈电路在结构上复杂，并增加了体积。
发明内容
因此，本发明的一个目的是提供一种负反馈放大器和负反馈频率变换器，该电路具有简单的结构，并能够提供基波、三阶互调波和二次谐波的相位负反馈至输入，以及适用于集成至半导体集成电路。
为了能够达到上述目的，本发明具有以下方面。
本发明的第一方面提出了一种适用于放大包含同相信号和反相信号的差分信号的放大器。该放大器包括一个放大电路，设置在从输入端至输出端的路径上，适用于放大通过输入端输入的差分信号；一个反馈电路，设置在放大电路的输入和输出之间，用于将放大电路的输出反馈至放大电路的输入，同时改变通过反馈电路的差分信号的相位；以及一个相位控制电路，设置在放大电路的调整端和接地端之间，用于改变通过放大电路的差分信号的相位。这里，放大电路包括一个具有同相调整端的同相放大部分，该同相调整端是一个调整端，它可以根据差分信号的同相信号工作；以及一个具有反相调整端的反相放大部分，该反相调整端是另一个调整端，它可以根据反相信号工作。
根据以上所阐述的第一方面，通过适当选择反馈电路和放大电路的特性，就能够采用一种简单的结构来负反馈输入信号的基波、三阶互调波和二次谐波。因此，就有可能提供具有宽的动态范围的放大器。
本发明的第二方面提出了一种放大由同相信号和反相信号组成的差分信号并且变换放大后的差分信号的频率以便于输出的频率变换器。该频率变换器包括一个放大电路，设置在从输入端至输出端的路径上，适用于放大通过输入端输入的差分信号；一个频率变换器电路，用于变换由放大电路所放大的差分信号的频率；一个反馈电路，设置在放大电路的输入和输出之间，用于将放大电路的输出反馈至放大电路的输入，同时改变通过反馈电路的差分信号的相位；以及一个相位控制电路，设置在放大电路的调整端和接地端之间，用于改变通过放大电路的差分信号的相位。这里，放大电路包括一个具有同相调整端的同相放大部分，该同相调整端是一个调整端，它基于差分信号的同相信号工作；以及一个具有反相调整端的反相放大部分，该反相调整端是另一个调整端，它基于反相信号工作。反馈电路包括一个基于同相信号工作的同相反馈部分和一个基于反相信号工作的反相反馈部分。
根据以上所阐述的第二方面，通过适当选择反馈电路和放大电路的特性，就能够采用一种简单的结构来负反馈输入信号的基波、三阶互调波和二次谐波。因此，就有可能提供具有宽的动态范围的频率变换器。
在以上的第一和第二方面中，较佳的是，反馈电路中的相位变化量和放大电路中的相位变化量之和近似于180度，至少是在输入端所提供的差分信号的基波频率至差分信号的二次谐波的频率的范围内。
此外，相位控制器电路可以包括第一至第三相位调整部分，各个调整部分都具有两端，其中两端中的一端连接着信号连接点，第一相位调整部分的另一端连接着同相调整端，第二相位调整部分的另一端连接着反相调整端，而第三相位调整部分的另一端接地。在该结构中，能够以一种高的灵活性来负反馈输入信号的基波、三阶互调波和二次谐波。
另外，同相调整端和反相调整端可以直接相互连接着，并且相位控制器电路可以包括一个具有两端的相位调整部分，两端中的一端连接着同相调整端和反相调整端，而另一端接地。在该结构中，能够采用一种简单的结构来负反馈输入信号的基波、三阶互调波和二次谐波，同时在差分放大器中保持着一对好的差分电路。
附图的简要说明图1是根据本发明第一实施例的放大器的电路图。
图2A至2F是用于讨论根据本发明第一实施例放大器工作的图解说明。
图3是根据本发明第二实施例的放大器的电路图。
图4A至4F是用于讨论根据本发明第二实施例放大器工作的图解说明。
图5是根据本发明第三实施例的放大器的电路图。
图6是根据本发明第四实施例的放大器的电路图。
图7是根据本发明第五实施例的放大器的电路图。
图8是根据本发明第六实施例的放大器的电路图。
图9A至9C是在根据本发明第一至第六实施例的反馈电路中所包括的其它电路的图解说明。
图10是根据本发明第一实施例的实例变型的放大器的电路图。
图11A至11F是在根据本发明第一至第六实施例的相位控制器电路中所包括的其它电路的图解说明。
图12是根据第一常规实例的负反馈放大器的图解说明。
图13是根据第二常规实例的负反馈放大器的图解说明。
图14是根据第三常规实例的负反馈放大器的图解说明。
图15是根据第四常规实例的负反馈放大器的图解说明。
图16是根据第五常规实例的负反馈放大器的图解说明。
本发明的具体实施方法(第一实施例)
图1是根据本发明第一实施例的放大器的电路图。图1所示的放大器包括一个放大电路15、一个相位控制器电路25、一个反馈电路35、DC隔直电容器501a、501b、503a和503b，以及扼流电感器502a和502b。该放大器所具有的性能是相位控制器电路25和反馈电路35产生输入信号和输出信号之间的相位差近似为180度。同样，该放大器主要应用于高频带宽。此外，放大器的放大电路15、相位控制器电路25和反馈电路35各自都由差分对所构成。
放大电路15包括双极型晶体管101a、101b、102a和102b，以及偏置电路104和105。该放大电路放大通过一对输入端{P1+，P1-}所输入的差分信号。相位控制器电路25包括电感器201a和201b。这些电感器201a和201b可用于调整放大电路15的导通相位。反馈电路35包括电阻器301a和301b，电容器302a和302b，以及DC隔直电容器303a和303b，使得放大电路15的输出可以反馈至其输入端。电阻301a和301b以及电容器302a和302b可用于调整反馈电路35的导通相位。
在图1所图示说明的放大器中，输入端P1+通过DC隔直电容器501a连接着双极型晶体管101a的基极，而输入端P1-通过DC隔直电容器501b连接着双极型晶体管101b的基极。双极型晶体管101a和101b的集电极分别连接着双极型晶体管102a和102b的发射极。双极型晶体管102a的集电极通过DC隔直电容器503a连接着输出端P2+，而双极型晶体管102b的集电极通过DC隔直电容器503b连接着输出端P2-。双极型晶体管101a和101b的发射极可作为调整放大电路15相位的端点，并且分别以各自一端连接着电感器201a和201b。在另一端上，电感器201a和201b相互连接在一起，且将它们的连接点Q1接地。由偏置电路104向双极型晶体管101a和101b的各基极提供偏置电流。由偏置电路105向双极型晶体管102a和102b的各基极提供偏置电流。
电阻301a和电容器302a以并联的方式相互连接，以形成一个并联电路。该并联电路和DC隔直电容器303a以串联的方式插入在双极型晶体管101a的基极和双极型晶体管102a的集电极之间。电阻301b和电容器302b以并联的方式相互连接，以形成一个并联电路。该并联电路和DC隔直电容器303b以串联的方式插入在双极型晶体管101b的基极和双极型晶体管102b的集电极之间。通过扼流电感器502a向双极型晶体管102a的集电极，以及通过扼流电感器502b向双极型晶体管102b的集电极提供功率电压Vcc。
以下参考图2A至2F，讨论图1所示放大器的工作。这里，采用以下三种电路研究了通带的相位特性。图2A所图解说明的电路包括双极型晶体管101a、101b、102a和102b以及电感器201a和201b；图2B所图解说明的电路包括电阻301a和电容器302a；图2C所图解说明的电路是一个将图2A所示的电路和两个图2B所示的电路相互连接在一起的电路。
图2D是显示图2A所示电路的导通相位特性的图形。正如图2D所示，随着输入信号的频率增加，从一对端点{P3+，P3-}到一对端点{P4+，P3-}导通相位是从180度开始单调减小的。可以根据电感器201a和201b的数值来确定在导通相位中的减小比率。
图2E是显示图2B所示电路的导通相位特性的图形。正如图2E所示，随着输入信号的频率从基波的频率f0变化到二次谐波的频率2f0，从端点P5+到端点P6+的导通相位是从0度开始单调增加的。可以根据电阻301a和电容器302b的数值来确定在导通相位中的增加比率。
图2F是显示图2C所示电路的导通相位特性的图形。该图形是通过将图2D所示的特性与图2E所示的特性相加一起所获得的。正如以上所讨论的，随着输入信号的频率从基波频率f0增加至二次谐波的频率2f0，在图2A所示电路的导通相位是单调减小的，而图2B所示电路的导通相位是单调增加的。因此，适当地选择电感器201a和201b、电阻301a和301b以及电容器302a和302b的数值，图2C所示电路的导通相位就能在包括基波频率f0和二次谐波频率2f0的范围中恒定地保持在大约180度，正如图2F所示。
因此，图1所示的放大器可以将二次谐波相移180度反馈至输入端。即，二次谐波能够负反馈至输入。此外，三阶互调波的频率可以接近于基波频率f0。因此，该实施例的放大器可以将三阶互调波相移180度反馈至输入端。即，三阶互调波可以负反馈至输入。
于是，在图1所示的放大器中，放大电路15的导通相位可以由电感器201a和201b来调整，而反馈电路35的导通相位可以由电阻301a和301b以及电容器302a和302b来调整。这样，就有可能采用一种简单的结构将输入信号的基波、三阶互调波和二次谐波负反馈至输入端。此外，与常规放大器相比较，本实施例的放大器并没有使用带状线或缝隙线。因此，即使是在微波带中使用，该放大器也能容易地集成于半导体集成电路中。
正如以上所讨论的，根据本实施例的放大器，使用相位控制器电路25和反馈电路35，以便于适当地调整反馈信号的相位。这样，就有可能在整个放大器中获得输入信号的基波、三阶互调波和二次谐波的负反馈。于是，就能够采用简单结构来获得具有较宽动态范围的高频负反馈放大器。
(第二实施例)图3是根据本发明第二实施例的放大器的电路图。图3所示的放大器类似于根据第一实施例的放大器，除了采用相位控制器电路26替代了相位控制器电路25。因此，在图3中，类似于根据第一实施例的元件将采用相同的标号，并不再对其进行讨论。
相位控制器电路26包括电感器201a、201b和202。如同第一实施例，双极型晶体管101a和101b的发射极分别以其一端连接着电感器201a和201b。在另一端上，电感器201a和201b相互连接着，并且它们的连接点Q2通过电感器202接地。电感器202用于调整放大电路的二次谐波的导通相位。
以下参考图4，讨论图3所示放大器的工作。以差分信号提供给相位控制器电路26。因此，在连接点Q2上，两个输入信号是相互抵消的。在连接点Q2上的电位始终保持为0，即使输入信号是交流信号。因此，输出信号基波分量的导通相位并不受电感器202的影响。这里，输出信号的二次谐波分量可以采用角速度 将同相信号表示为cos(2t)和将反相信号表示为cos(2(t+))＝cos(2t)。因此，很显然，同相信号和反相信号是同相的。正是由于这一原因，输出信号的二次谐波分量的导通相位会受到电感器202的影响而延迟。
这里，如同第一实施例，采用以下三种电路来研究导通相位特性图4A所示电路包括双极型晶体管101a、101b、102a和102b以及电感器201a、201b和202；图4B所示电路包括电阻301a和电容器302a；图4C所示电路是一个将图4A所示的电路和两个图4B所示的电路相互连接在一起的电路。
图4D是显示图4A所示电路的导通相位特性的图形。正如图4D所示，随着输入信号的频率增加，从一对端点{P3+，P3-}到一对端点{P4+，P3-}导通相位是从180度开始单调减小的。此外，二次谐波分量的导通相位(由虚线标记)相对于基波分量(由实线标记)在相位上是延迟的。这是因为基波分量的导通相位是由电感器201a和201b的数值所确定的，而二次谐波分量的导通相位是由进一步考虑了电感器202数值之后的这些数值所确定的。
图4E是显示图4B所示电路的导通相位特性的图形。如图4E所示，当输入信号的频率从基波频率f0变化到二次谐波2f0时，从端点P5+到端点P6+的导通相位从0度开始单调增加。
图4F是显示图4C所示电路的导通相位特性的图形。该图形是通过将图4D所示的特性与图4E所示的特性相加一起所获得的。正如以上所讨论的，随着输入信号的频率从基波频率f0增加至二次谐波的频率2f0，在图4A所示电路的导通相位是单调减小的，而图4B所示电路的导通相位是单调增加的。因此，适当地选择电感器201a、201b和202、电阻301a和301b以及电容器302a和302b的数值，图4C所示电路的导通相位就能在包括基波频率f0和二次谐波频率2f0的范围中恒定地保持在大约180度，正如图4F所示。
因此，如同根据第一实施例的放大器，图3所示的放大器可以将二次谐波负反馈至输入端。此外，三阶互调波的频率可以接近于基波频率f0。因此，该实施例的放大器可以将三阶互调波负反馈至输入端。
于是，在图3所示的放大器中，放大电路15的导通相位可以由电感器201a、201b和202来调整，而反馈电路35的导通相位可以由电阻301a和301b以及电容器302a和302b来调整。这样，就有可能采用一种简单的结构将输入信号的基波、三阶互调波和二次谐波负反馈至输入端。
此外，与根据第一实施例的放大器相比较，根据第二实施例的放大器还包括电感器202，用于分别调整二次谐波分量。这样，就有可能采用一种简单的结构分别调整输入信号的基波、三阶互调波和二次谐波的各自导通相位。因此，就有可能，例如，预先选择电感器201a和201b的数值，随后选择电感器202的数值，从而优化诸如噪声特性之类的其它高频特性。
正如以上所讨论的，根据本实施例的放大器，通过提供电感器202，就能够获得比第一实施例的放大器更灵活以及具有较宽动态范围的高频负反馈放大器。
(第三实施例)图5是根据本发明第三实施例的放大器的电路图。图5所示的放大器类似于根据第一实施例的放大器，除了采用相位控制器电路27替代了相位控制器电路25。因此，在图5中，类似于根据第一实施例的元件将采用相同的标号，并不再对其进行讨论。
相位控制器电路27包括电感器203。不同于第一实施例，双极型晶体管101a和101b的发射极直接相互连接在一起，并且它们的连接点Q3通过电感器203接地。电感器203用于调整放大电路的二次谐波的导通相位。
在图5所示的放大器中，电阻301a和301b以及电容器302a和302b的工作使得基波相移180度反馈至输入端。即，基波可以负反馈至输入。同样，在该放大器中，电感器203的工作使得二次谐波相移180度反馈至输入端。即，二次谐波可以负反馈至输入。此外，三阶互调波的频率可以接近于基波频率f0。因此，该实施例的放大器可以将三阶互调波相移180度反馈至输入端。即，三阶互调波可以负反馈至输入。
于是，在图5所示的放大器中，放大电路15的导通相位可以由电感器203来调整，而反馈电路35的导通相位可以由电阻301a和301b以及电容器302a和302b来调整。这样，就有可能采用一种简单的结构将输入信号的基波、三阶互调波和二次谐波负反馈至输入端。
一般来说，在差分放大电路中，较佳的是，采用差分放大电路对的差分电路的特性(DC和AC特性)是相互接近的，即，这两个差分电路形成了很好的差分对。然而，在根据第一和第二实施例的放大器中，使用了电感器201a和201b，由于受到离散电容和寄生电阻等等的变化的影响，差分电路就不能一直构成很好的差分对。相比较，在图5所示的放大器中，没有使用电感器201a和201b。因此，就有可能获得能够保持很好差分对的差分电路的效果。
如上所述，根据本实施例的放大器，由于没有提供电感器201a和201b，就有可能在差分放大电路中保持很好差分对的差分电路的同时，获得具有较宽动态范围的高频负反馈放大器。
(第四实施例)图6是根据本发明第四实施例的频率变换器的电路图。图6所示的频率变换器包括一个放大电路15，一个相位控制器电路25，一个反馈电路35，一个频率变换器电路45，DC隔直电容器501a、501b、503a、503b、504a和504b，以及扼流电感器502a和502b。该频率变换器是通过将频率变换器电路45附加在根据第一实施例的放大器所构成的。在该频率变换器中，频率变换器电路45是由差分对，与放大电路15、相位控制器电路25和反馈电路35一起构成的。在图5中，类似于根据第一实施例的元件将采用相同的标号，并不再对其进行讨论。
频率变换器电路45包括双极型晶体管401a、401b、402a和402b，一个偏置电路403，以及一个电容器404，从而变换由放大电路15所提供信号的频率。
在图6所示的频率变换器中，输入端P1+通过DC隔直电容器501a连接着双极型晶体管101a的基极，而输入端P1-通过DC隔直电容器501b连接着双极型晶体管101b的基极。双极型晶体管101a和101b的集电极分别连接着双极型晶体管102a和102b的发射极。双极型晶体管102a的集电极连接着双极型晶体管401a和402a的两个发射极。双极型晶体管401a和401b的集电极在连接点R1相连，而双极型晶体管402a和402b的集电极在连接点R2相连。连接点R1通过DC隔直电容器503a连接着输出端P3+，而连接点R2通过DC隔直电容器503b连接着输出端P3-。双极型晶体管101a和101b的发射极具有放大电路15的相位调整端的作用，并分别连接着电感器201a和201b的一端。电感器201a和201b在各自另一端上相互连接在一起，并且它们的连接点Q1接地。偏置电路104的偏置电流提供给双极型晶体管101a和101b的各自基极。偏置电路105的偏置电流提供给双极型晶体管102a和102b的各自基极。偏置电路403的偏置电流提供给双极型晶体管401a、401b、402a和402b的各自基极。
电阻301a和电容器302a以并联的方式相互连接，以形成一个并联电路。该并联电路和DC隔直电容器303a以串联的方式插入在双极型晶体管101a的基极和双极型晶体管102a的集电极之间。电阻301b和电容器302b以并联的方式相互连接，以形成一个并联电路。该并联电路和DC隔直电容器303b以串联的方式插入在双极型晶体管101b的基极和双极型晶体管102b的集电极之间。通过扼流电感器502a向连接点R1，以及通过扼流电感器502b向连接点R2提供功率电压Vcc。
输入端P2+通过DC隔直电容器504a分别连接着双极型晶体管401a和402b的基极，而输入端P2-通过DC隔直电容器504b分别连接着双极型晶体管401b和402a的基极。电容器404插入在连接点R1和连接点R2之间，以减小本级信号的二次谐波泄漏到输出端P3+和P3-。
在正常的使用中，由天线所接受到的RF(无线电频率)信号提供给一对输入端{P1+，P1-}，并由低噪声放大器放大。由本机振荡器所产生的LO(本机振荡器)信号提供给输入端P2+和P2-。输出端P3+和P3-所输出的信号是主要包含中频的信号的IF(中频)信号。
如同第一实施例的放大器，图6所示的频率变换器可以将一对输入端{P1+，P1-}所提供的RF信号相移180度之后反馈基波信号和二次谐波。即，将基波信号和二次谐波负反馈至输入。此外，三阶互调波的频率可以接近于基波频率f0。因此，频率变换器可以将三阶互调波相移180度反馈至输入端。即，三阶互调波可以负反馈至输入。
于是，在图6所示的频率变换器中，放大电路15的导通相位可以由电感器201a和201b来调整，而反馈电路35的导通相位可以由电阻301a和301b以及电容器302a和302b来调整。这样，就有可能采用一种简单的结构将输入信号的基波、三阶互调波和二次谐波负反馈至输入端。此外，与常规放大器相比较，本实施例的频率变换器并没有使用带状线或缝隙线。因此，即使是在微波带中使用，该频率变换器也能容易地集成于半导体集成电路中。
此外，常规频率变换器所存在的缺陷是频率变换电路中所产生LO信号的二次谐波会影响放大电路的工作。相比较，在图6所示的频率变换器中，可以调整相位控制器电路25，使得在频率变换器电路中所产生的LO信号的二次谐波在相位上与反馈电路35和放大电路15输出至频率变换器电路45的信号相错开。其结果是，就有可能减小在频率变换器电路45中所产生的LO信号的二次谐波的电平。
正如以上所讨论的，根据本实施例的频率变换器，使用相位控制器电路25和反馈电路35来适当地调整反馈信号的相位，从而能够在整个频率变换器中获得输入信号的基波、三阶互调波和二次谐波的负反馈。于是，就能够获得具有较宽动态范围的高频负反馈放大器。
(第五实施例)图7是根据本发明第五实施例的频率变换器的电路图。图7所示的频率变换器类似于根据第四实施例的频率变换器，除了采用相位控制器电路26替代了相位控制器电路25。
图7所示的频率变换器的结构和效果等同于根据第二实施例的放大器和根据第四实施例的频率变换器的上述讨论，并因此不再对其进行讨论。
根据本实施例的频率变换器，通过提供电感器202，就能够获得比第四实施例的频率变换器更灵活以及具有较宽动态范围的高频负反馈频率变换器。
(第六实施例)图8是根据本发明第六实施例的频率变换器的电路图。图8所示的频率变换器类似于根据第四实施例的频率变换器，除了采用相位控制器电路27替代了相位控制器电路25。
图8所示的频率变换器的结构和效果等同于根据第三实施例的放大器和根据第四实施例的频率变换器的上述讨论，并因此不再对其进行讨论。
根据本实施例的频率变换器，由于没有提供电感器201a和201b，就有可能在差分放大电路中保持很好差分对的差分电路的同时，获得具有较宽动态范围的高频负反馈频率变换器。
(实施例的变型)以下将讨论根据第一至第三实施例的放大器和第四至第六实施例的频率变换器的典型变化。以下所讨论的放大器和频率变换器具有类似于以上所讨论的放大器和频率变换器的效果。
首先，在各个实施例中所显示的反馈电路35都可以采用另一种反馈电路来取代。例如，这类反馈电路可以使用图9A至9C所示的三类电路中的任何一种的两个电路作为一对来形成。图9A所示的电路包括电阻311和电容器312和313。电阻311和电容器312以串联的方式相互连接，以形成一个串联电路，并以并联的方式与电容器313相连接。图9B所示的电路包括电容器321和322，以及一个电阻323。电容器321和322以串联的方式相互连接，并且它们的连接点S1通过电阻323接地。图9C所示的电路包括电容器331和332，以及一个电感器333。电容器331和332以串联的方式相互连接，并且它们的连接点S2通过电感器333接地。
考虑在将图9A至图9C所示的任何一个电路用于形成根据第一实施例放大器中的反馈电路的情况。在该情况下，可以使用相同类型的迪纳路来形成第一和第二电路。这里，第一电路具有连接着双极型晶体管101a基极的端点P7。第一电路也具有连接着双极型晶体管102a基极的端点P8。第二电路具有连接着双极型晶体管101b基极的端点P7。第二电路也具有连接着双极型晶体管102b基极的端点P8。在将图9A至图9C所示的任何一个电路用于形成不是第一实施例的其它实施例的放大器中的反馈电路的情况下，也是相同的。
同样，取代在各个实施例中的级连放大电路15，可以使用具有另一种结构的放大电路。例如，可以使用单端放大电路(参见图10)。在图10所说明的放大器中，放大电路18包括双极型晶体管101a和101b，以及一个偏置电路104。双极型晶体管101a和101b的集电极通过DC隔直电容器503a和503b分别连接着一对输出端点{P2+，P2-}。不是以上所讨论的放大电路结构的其它结构，图10所示的放大器类似于图1所示的放大器。采用单端放大电路，就能够获得具有低噪声特性的放大器。通过将单端放大器应用于其它实施例中的放大器和频率变换器，也能够获得以上相同的效果。
此外，在各个实施例中所示的双极型晶体管都可以采用SiGe/Si、AlGaAs/GaAs或者GaInP/GaAs制成的异质结双极型晶体管来取代。于是，有可能获得在高频具有低噪声和低失真特性的放大器和频率变换器。同样，双极型晶体管可以采用MOSFET来取代。于是，采用低成本的CMOS工艺，有可能采用低成本的方式来制成根据本实施例的放大器和频率变换器。值得注意的是，这类取代的双极型晶体管可以包括图1、3和5中采用标记101a、101b、102a和102b，以及在图6、7和8中采用标记101a、101b、102a、102b、401a、401b、402a和402b的晶体管。
还有，在上述实施例中，可以采用电感器来实现相位控制器电路25、26和27。另外，也可以采用其它电路。例如，图11A至11F中所示六类电路中的任何一类电路都可以用于实现相位控制器电路。图11A所示的电路210包括一个线性带状线211。图11B所示的电路220包括一个Z字形，带状线221。图11C所示的电路230包括一个螺旋形的带状线231。图11D所示的电路240包括一个电感器241和一个电容器242，且相互以并联的方式相连接。图11E所示的电路250包括一个电感器251和一个电阻252，且相互以并联的方式相连接。图11F所示的电路260包括一个电感器261和一个电阻262，且以串联的方式相连接。
考虑任何一个图11A至11F所示的电路用于实现根据第一实施例的放大器的相位控制器电路的情况。在这种情况下，用于取代电感器201a的第一电路和用于取代电感器201b的第二电路都可以采用相同类型的电路来实现。出于形成根据第二实施例的放大器的相位控制器电路的目的，相同类型的电路都可以使用用于取代电感器201a的第一电路和用于取代电感器201b的第二电路。然而，取代电感器202的第三电路也可以采用与实现第一和第二电路相同方式或不同方式的电路来实现。此外，出于实现根据第三实施例放大器的相位控制电路的目的，用于取代电感器203的电路可以任意采用选自图11A至11F所示的电路。采用包括多个器件(例如，电路240、250和260)的电路来形成相位控制器电路，能够以更灵活的方式来实现覆盖基波和二次谐波的相位控制。
在以上所讨论的实施例中，较佳的是，实现多晶硅制成的电阻、MOS电容器或者MIM(金属绝缘金属)制成的电容器、以及由铝、铜或金的引线层所制成的电感器。这样，根据以上实施例的放大器和频率变换器可以较容易地集成于半导体集成电路，值得注意的是，较佳的是由多晶硅所实现的这类电阻是在图1、3、5、6、7和8中的301a和301b所标记的电阻。同样，较佳的是由MOS电容器或者其它等等所实现的这类电阻是在图1、3和5中的302a、302b、303a和303b所标记的电阻以及在图6、7和8中的302a、302b、303a、303b和404所标记的电阻。此外，较佳的是由引线层所实现的这类电感器是在图1和6中的201a和201b，图3和7中的201a、201b和202，以及在图5和8中的203所标记的电感器。
还有，在根据上述实施例的放大器和频率变换器中的反馈信号相位会受到从器件一侧所看到的信号源侧阻抗和从器件一侧所看到的负载侧阻抗的影响。因此，当匹配电路用于根据上述实施例的放大器和频率变换器的输入或输出时，相位控制电路和反馈电路是必须设计的，要考虑匹配电路的阻抗，使得在基波和二次谐波的各自输入信号和反馈信号之间的相位差是180度。
正如以上所讨论的，根据第一至第三实施例的放大器，根据第四至第六实施例的频率变换器，以及上述实施例的典型变型，放大电路的导通相位和频率变换器的导通相位都是可以调整的。采用这种调整，输入信号的基波、三阶互调波，以及二次谐波可以负反馈至整个放大器和变换器的输入。因此，有可能获得各自都采用简单结构且具有宽的动态范围的高频负反馈放大器和高频负反馈频率变换器。
工业应用正如以上所讨论的，根据本发明的放大器和频率变换器都能够将输入信号的基波、三阶互调波，以及二次谐波可以负反馈至输入。因此，放大器和频率变换器各自都具有宽的动态范围，并且也能适合集成于半导体集成电路。
权利要求
1.一种适用于放大包含同相信号和反相信号的差分信号的放大器，该放大器包括一个放大电路，设置在从输入端至输出端的路径上，用于放大通过输入端输入的差分信号；一个反馈电路，设置在放大电路的输入和输出之间，用于将放大电路的输出反馈至放大电路的输入，同时改变通过反馈电路的差分信号的相位；和一个相位控制电路，设置在放大电路的调整端和接地端之间，用于改变通过放大电路的差分信号的相位；其中，所述放大电路包括一个具有同相调整端的同相放大部分，该同相调整端是一个调整端，它基于差分信号的同相信号工作；以及一个具有反相调整端的反相放大部分，该反相调整端是另一个调整端，它基于反相信号工作，和，所述反馈电路包括一个基于同相信号工作的同相反馈部分和一个基于反相信号工作的反相反馈部分。
2.如权利要求1所述的放大器，其特征在于在反馈电路中的相位变化量和在放大电路中的相位变化量之和近似于180度，至少处于输入端所提供的差分信号的基波频率到差分信号的二次谐波的频率的范围内。
3.如权利要求1所述的放大器，其特征在于所述相位控制器电路包括第一至第三相位调整部分，各个调整部分都具有两端，其中两端中的一端连接着信号连接点；第一相位调整部分的另一端连接着同相调整端，第二相位调整部分的另一端连接着反相调整端，和，第三相位调整部分的另一端接地。
4.如权利要求1所述的放大器，其特征在于所述同相调整端和反相调整端可以直接相互连接着，和，所述相位控制器电路包括一个具有两端的相位调整部分，两端中的一端连接着同相调整端和反相调整端，而另一端接地。
5.一种用于放大包含同相信号和反相信号的差分信号并且变换放大后的差分信号的频率以便于输出的频率变换器，该频率变换器包括一个放大电路，设置在从输入端至输出端的路径上，用于放大通过输入端输入的差分信号；一个频率变换器电路，用于变换由放大电路所放大的差分信号的频率；一个反馈电路，设置在放大电路的输入和输出之间，用于将放大电路的输出反馈至放大电路的输入，同时改变通过反馈电路的差分信号的相位；和，一个相位控制电路，设置在放大电路的调整端和接地端之间，用于改变通过放大电路的差分信号的相位；其中所述放大电路包括一个具有同相调整端的同相放大部分，该同相调整端是一个调整端，它基于差分信号的同相信号工作；以及一个具有反相调整端的反相放大部分，该反相调整端是另一个调整端，它基于反相信号工作，和，所述反馈电路包括一个基于同相信号工作的同相反馈部分和一个基于反相信号工作的反相反馈部分。
6.如权利要求5所述的频率变换器，其特征在于，在反馈电路中的相位变化量和在放大电路中的相位变化量之和近似于180度，至少处于输入端所提供的差分信号的基波频率到差分信号的二次谐波的频率的范围内。
7.如权利要求5所述的频率变换器，其特征在于，所述相位控制器电路包括第一至第三相位调整部分，各个调整部分都具有两端，其中两端中的一端连接着信号连接点；第一相位调整部分的另一端连接着同相调整端，第二相位调整部分的另一端连接着反相调整端，和，第三相位调整部分的另一端接地。
8.如权利要求5所述的频率变换器，其特征在于所述同相调整端和反相调整端可以直接相互连接着，且所述相位控制器电路包括一个具有两端的相位调整部分，两端中的一端连接着同相调整端和反相调整端，而另一端接地。
全文摘要
放大器(15)放大由一对输入端({P1+，P1－})所提供的差分信号。相位控制电路(25)设置在双极型晶体管(101a，101b)的发射极和接地之间。反馈电路(35)设置在放大电路(15)的输入和输出之间，用于将放大电路(15)的输出反馈至其输入。在放大电路(15)中的相位变化量是由电感器(201a，201b)的数值所确定的，而在反馈电路(35)中的相位变化量是由电阻(301a，301b)和电容器(302a，302b)的数值所确定的。选择这些器件的数值，使得在输入信号和反馈信号之间的相位差大约为180度，且在输入信号的基波频率至其二次谐波频率的范围内。
文档编号H03F1/34GK1643785SQ0380723
公开日2005年7月20日 申请日期2003年3月18日 优先权日2002年3月28日
发明者中谷俊文, 伊藤顺治, 中野秀夫 申请人:松下电器产业株式会社