专利名称：电源设备和开关式电源设备的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种产生DC(直流)电压电源设备，并涉及一种有效的应用于开关调节器中的电流检测的技术，例如，涉及一种用于驱动构成开关式电源设备的功率晶体管的电源驱动电路、一种结合该电路的驱动模块以及一种有效的应用于使用该模块的开关式电源的技术，其中开关式电源设备通过PWM(脉宽调制)控制模式执行开关控制以转换输入电压和输出电压。
背景技术：
近年来，在许多电子单元中安装微处理器作为系统控制装置。而且，微处理器(以下称作“CPU”)的工作频率有越来越高的趋势，因此最大工作电流也随着工作频率的增加而增加。在许多电子单元或结合CPU的类似单元中采用一种系统，其中将通过开关调节器降低电池电压而获得的工作电流供给CPU。然而，近年来，需要一种能够输出低电压和大电流的开关调节器作为用于这样的微机系统的开关调节器。
因此，提出多相电源系统，其中并联了多个开关式电源，以增加电流供应量。在这样的电源系统中，必须检测通过线圈的电流，并且必须反馈每个电源(相)的功率晶体管的驱动信号，以便每个相通过相等的电流。一种用于检测电流以防止过量电流通过线圈的技术是已知的，其不具有用于检测电流以防止过量电流的高精度，而是具有用于检测电流以执行反馈控制的相对高精度。
下面的系统被认为是用于检测流过线圈的电流的系统例如，一种用于检测串联到线圈的电流检测电阻器两端之间电压的系统，如图1所示；一种在使用MOSFET作为流经线圈的电流通过的功率晶体管的系统中用于检测功率MOS晶体管的源极和漏极之间电压的系统，如图2所示；以及一种系统(以下称作感测MOS晶体管系统)，其中并联到功率晶体管的电流检测晶体管串联到电阻器，并且其中与输出功率晶体管的电流成比例的电流通过电流检测晶体管以检测电阻器两端的电压，如图3所示。在此，一种公知的用于通过感测MOS晶体管系统来检测流过功率晶体管的电流的技术被公开在例如专利文件1中。
专利文件1日本未审查的专利公开No.06-180332。
如图1所示，使用串联到线圈的电流检测电阻器的系统因为流过线圈的电流恰好流过电流检测电阻器，所以会出现功率损耗相当大的问题。此外，如图2所示，用于检测功率MOS晶体管源极和漏极之间电压的系统，由于功率MOS晶体管制造过程中的变化以及温度波动导致的检测值的变化很大，所以会出现不能获得高检测精度的问题。另外，也考虑在图2所示的调节器中使用具有小导通电阻的晶体管作为功率MOS晶体管。但在此情况下，例如当25A的额定电流通过具有2.5mΩ的导通电阻的功率MOS晶体管时，源极和漏极之间的电压只有大约60mV，其很难检测。
此外，在图3所示的感测MOS系统中，电流检测MOS晶体管的漏极电压由于感测电阻器中的压降而变得更高。因此，如果感测电阻器两端的电压与功率MOS晶体管的漏极和源极之间电压Vd相比不足够小，则电流检测MOS晶体管和功率MOS晶体管在偏置条件下彼此不同，因此与通过功率MOS晶体管的电流成比例的电流不能通过感测MOS晶体管，这导致了检测精度降低。由于此原因，需要具有足够小的电阻的电阻器用作感测电阻器。然而，电阻器两端电压变小，会出现难于检测该电压的问题。
在这方面，专利文件1公开了一种电流检测电路，其中与输出电阻器并联的提供电流检测晶体管用于流过通过线圈的电流，并且其中通过使用运算放大器使电流检测晶体管的源极(发射极)电压等于输出晶体管的源极(发射极)电压以精确地通过1/N电流。但是，专利文件1公开的电流检测电路涉及所谓的串联调节器，调节器持续地控制输出晶体管的栅极(基极)电压以产生预定的输出电压，并且专利文件1公开的电流检测电路与本发明开关式设备在目标上不同。此外，该电流检测电路与本发明的开关式电源设备在检测电压的方式上也不同。此外，在专利文件1公开的发明中，当产生的电压Vout很低时，电流检测电阻器两端之间产生的电压Vsns很小，因此很难检测。具体言之，当假设MOS晶体管的源极和漏极之间电压为Vds时，Vsns＝Vout-Vds。因此，当Vout很低时，不能产生足够的检测电压。
发明内容
本发明的一个目的是提供产生小的功率损耗并具有高效率程度的开关式电源装置，以及适用于该装置的电源驱动电路和模块。
本发明的另一个目的是提供开关式电源装置以及适用于该装置的电源驱动电路和模块，该开关式电源装置能够以高精度检测流过线圈的电流，即使输出功率晶体管的特性随制造和温度的变化而改变，其也能够以高精度控制电流。
本发明的又一个目的是提供开关式电源装置以及适用于该装置的电源驱动电路和模块，该开关式电源装置能够以高精度检测流过线圈的电流，即使输出功率晶体管的导通电阻很小，其也能够以高精度控制电流。
根据本发明的说明和附图，本发明上述的目的、其它目的和新的特征将更加清楚。
下面将简单地说明本申请中所公开的本发明的典型方面。
即，开关式电源装置通过PWM模式切换其中流过作为电感的线圈的电流的功率晶体管，以转换(升高或降低)输入电压并输出转换的电压，构成开关式电源装置的电源驱动电路具有电流检测晶体管，电流检测晶体管和功率晶体管在它们的漏极端或集电极端相连接，并具有施加到其控制端的与功率晶体管相同的驱动电压；电流检测电阻器，其连接到电流检测晶体管的源极端或发射极端；运算放大器电路，其一个输入端连接到电阻器与电流检测晶体管之间的连接节点，其另一个输入端具有与功率晶体管的源极电压或发射极电压相同的电压，并且被设置成形成反馈环路以使运算放大器电路的一对输入端处于相同的电位并且使电流检测电阻器产生的信号作为电流检测信号而输出。
更具体地，在电源驱动电路中，尺寸小于低电位侧功率晶体管的电流检测晶体管通过相同的工艺形成，并与功率晶体管具有相同的特性，电流检测电阻器并联到功率晶体管，并将与功率晶体管相同的控制电压施加在电流检测晶体管的控制端。此外，在电源驱动电路中提供运算放大器，电流检测晶体管与电流检测电阻器之间的连接节点的电位施加在运算放大器的倒相输入端，运算放大器具有连接在电流检测电阻器另一端与电源电压端之间的偏置晶体管，运算放大器的输出电压施加到偏置晶体管的控制端，与功率晶体管的源极电压或发射极电压相同的电压施加到运算放大器的非倒相输入端，偏置晶体管的源极电压或发射极电压施加到电流检测电阻器的另一端。
按照上述的装置，通过运算放大器的虚短作用，电流检测晶体管与电流检测电阻器之间的连接节点的电位与功率晶体管的源极电压或发射极电压具有相同的电位。通过此设置，即使具有小的导通电阻的器件用作功率晶体管，功率晶体管其偏置状态也与电流检测晶体管相同，由此精确成比例减小的通过功率晶体管的电流能通过电流检测晶体管，因为功率晶体管的电阻很小，所以能够降低功率晶体管的损耗。
此外，即使输出功率晶体管的特性随着制造和温度的变化而改变，电流检测晶体管的特性也类似地改变。因此，即使功率晶体管和电流检测晶体管设置在任何尺寸，两者都不会在偏置状态下偏移，因此能够自由地确定串联到电流检测晶体管的电流检测电阻器的电阻。结果，能够通过电流检测电阻器产生足够的检测电压，并且因为电流检测电阻器不需要串联到线圈，所以能够在电流检测晶体管中降低功率损耗。
此外，本申请的另一发明是构成开关式电源装置的驱动模块(电源驱动器)，开关式电源装置具有用于通过流经作为电感的线圈的电流的功率晶体管以及用于驱动安装在绝缘板上的功率晶体管的驱动IC，并且开关式电源装置通过PWM模式切换该功率晶体管以转换(升高或降低)输入电压并输出转换的电压。该驱动模块(电源驱动器)使用垂直型FET(场效应晶体管)作为功率晶体管，包括FET的电流检测晶体管，其中电流检测晶体管的尺寸小于功率晶体管并同时形成在同一半导体芯片上，功率晶体管的漏电极和电流检测晶体管的漏电极作为公用电极提供在半导体芯片的背面。
按照上述的装置，功率晶体管和电流检测晶体管具有相同的特性。通过此设置，能够使与电流检测晶体管的尺寸精确成比例减小的流过功率晶体管的电流通过电流检测晶体管，因此能以较高精度检测电流。此外，能够容易地将电压施加在功率晶体管和电流检测晶体管的源极端，并能够缩小半导体芯片和模块的尺寸。
将在下面简要说明本申请中公开的典型发明所产生的效果。
即，按照本发明，能够实现产生小的功率损耗并具有高效率程度的开关式电源装置，以及适用于该装置的电源驱动电路和模块。
此外，按照本发明，能够实现开关式电源装置以及适用于该装置的电源驱动电路和模块，其中该开关式电源装置能够以高精度检测流过线圈的电流，即使输出功率晶体管的特性随制造和温度的变化而改变，其也能够以高精度控制电流。
此外，按照本发明，能够实现开关式电源装置以及适用于该装置的电源驱动电路和模块，该开关式电源装置能够检测流过线圈的电流，即使输出功率晶体管的导通电阻很小，其也能够以高精度控制电流。
图1给出了在本发明之前研究的开关调节器中电流检测系统的一个例子的电路图；图2给出了在本发明之前研究的开关调节器中电流检测系统的另一个例子的电路图；图3给出了本发明之前研究的开关调节器中电流检测系统的又一个例子的电路图；图4给出了结合本发明电源驱动电路的模块的一个实施例以及应用此模块的步降(step-down)型开关调节器的构成示例的电路图；图5给出了在图4中调节器的控制器侧提供的电流检测差分放大器的构成示例的电路图；图6给出了按照本发明流过低电压侧(low-side)功率晶体管和感测晶体管的漏极电流与电源驱动模块中漏极和源极间电压之间关系的特征图；图7给出了以下参数的时序图PWM控制脉冲，流过低电压侧功率MOS晶体管的电流，和图4的调节器中感测电阻器产生的检测电压的变化；图8给出了按照本发明的电源驱动模块的具体构造；图9给出了作为使用按照本发明电源驱动模块的电源系统的多相系统的构成示例的方块图。
具体实施例方式
下面，将基于
本发明的优选实施例。
图4给出了结合本发明电源驱动电路的电源驱动模块的第一实施例以及应用此模块的降压(step-down)型开关调节器。此处，在本说明书中，将下面所述的单元称作模块，其中多个半导体芯片和分立(discrete)部件安装在例如陶瓷板的其上或内部提供了印刷布线的绝缘板上，并通过印刷的布线或接合线彼此连接以使各个部件起到预定的作用，并因此被构成以便作为一个电子部件被控制。这种电源驱动模块被模制在例如陶瓷的封装中以形成最终的产品，但是并不倾向于将该模块限制于此。
图4所示的开关调节器包括结合了一对串联在电压输入端P0以及地线(GND)之间的功率MOS晶体管Q1和Q2和用于驱动晶体管Q1和Q2之栅极端的驱动IC 110的电源驱动模块100，其中例如电池的直流电源所提供的直流电压Vin施加在电压输入端P0上；连接在模块100的输出端OUT与负载之间并用作电感线圈的线圈L0；连接在线圈L0负载侧上的节点n1与地线(GND)之间并稳定输出电压Vout的平滑电容器C0；彼此串联然后并联到平滑电容器C0的、并用于检测输出电压的电阻器R1和R2；以及基于连接到电阻器R1和R2的连接节点n2的电位VFB产生PWM控制脉冲PWM并将其提供给驱动IC 110的控制器(PWM控制电路)200。在图4中，提供有作为负载的例如CPU的半导体集成电路提供如下电流并由该电流操作该电流为示例为电流源IL的本实施例的开关调节器的电流。
此外，在此实施例中，开关调节器包括电流检测MOS晶体管Qs(以下称作“感测晶体管”)，其并联到功率MOS晶体管Q2并具有与施加到栅极端的晶体管Q2的栅极驱动电压相同的电压，以及串联到晶体管Qs的电流检测电阻器Rs(以下称作“感测电阻器”)；连接在感测电阻器Rs另一端部和电源电压VDD之间的偏置MOS晶体管Q3；以及运算放大器OP1，其倒相输入端连接到感测晶体管Qs与感测电阻器Rs之间的连接节点n3。以这样的方式构成开关调节器，使得感测电阻器Rs两端之间的电压提供给控制器200中的差分放大器AMP，以检测感测电阻器Rs两端的电压。此外，运算放大器OP1的非倒相输入端连接到地线GND，运算放大器OP1的输出被提供至偏置MOS晶体管Q3的栅极端。
通过如此设置，通过运算放大器OP1的虚短作用使电流检测晶体管Qs的源极端的电位等于施加到功率MOS晶体管Q2的源极端的电位(在本实施例中为地电位GND)。此外，通过相同的工艺按照下面的方式将功率MOS晶体管Q2和感测晶体管Qs形成在相同的半导体芯片上，其中器件尺寸(栅极宽度)的比率为预定比率(N∶1)，并且与晶体管Q2的栅极驱动电压相同的电压被施加在晶体管Qs的栅极端。
因此，功率MOS晶体管Q2和电流检测晶体管Qs彼此处于相同的偏置状态下，如图6B中参考符号XXX所示，图6B给出了放大的晶体管Q2、Qs的Vds-Ids特征曲线的不饱和区域，由此相比功率MOS晶体管Q2的漏极电流Im，被精确成比例地降低至1/N的漏极电流Is(＝Im/N)流过电流检测晶体管Qs。此外，即使功率MOS晶体管Q2的导通电阻随制造中的变化或温度而改变以改变漏极电流，感测晶体管Qs的特征曲线也以与晶体管Q2相同的方式改变，由此通过晶体管Qs的电流以与通过晶体管Q2的电流相同的方式变化，因此能够以高精度检测电流。
此处，如果假设感测电阻器Rs两端的电压是Vsns，则通过下面的使用晶体管Q2的漏极电流Im、晶体管Q2与Q3之间的尺寸比率N以及感测电阻器Rs的电阻rs的公式能够表示电压Vsns。
Vsns＝Is×rs ＝(Im/N)×rs此外，如图5所示，当具有高输入阻抗的CMOS差分放大器用作控制器200中提供的差分放大器时，因为电流不能通过差分放大器，所以流过感测晶体管Qs的电流Is等于流过感测电阻器Rs的电流。因此，能够根据感测电阻器Rs两端的电压Vsns来高精度的检测功率MOS晶体管Q2的漏极电流Im。
与此相反，当使用图3所示的检测系统时，由于感测电阻器Rs中的压降Vsns导致功率MOS晶体管Q2和感测晶体管Qs的漏极电压彼此不同，因此感测晶体管Qs的漏极和源极之间的电压Vds由于压降Vsns而小于晶体管Q2的电压Vds。因此，如图6B中参考符号X所示，比Im×1/N小AIds的漏极电流通过晶体管Qs，使得在检测电压Vsns中存在误差。因此，本实施例的应用与图3所示检测系统相比提供了增加检测精度的优点。
在本实施例中，N是在100至10000范围中任选的，但是并不倾向于限制在这个范围中。由此能够获得从0.1V至1V变化的Vsns。在用于测量图2所示的功率MOS晶体管的源极和漏极之间电压的系统中，当功率MOS晶体管的导通电阻是2.5mΩ时，源极和漏极之间的电压Vds大约只有60mV，因此很难检测。但是，当采用本实施例时，能够产生幅值量级大于电压Vds的检测电压，因此容易检测。尽管本实施例中偏置晶体管Q3漏极侧上的电压VDD为5V，但实质上电压VDD是Vsns+(2Is/β)1/2或更大，其中β是由偏置晶体管Q3的栅极宽度、栅极长度和栅极氧化物膜厚度确定的常数。
此外，当模块的输入电压Vin是12V并且调节器的输出电压设置在1.2V时，与本实施例的调节器的情况一样，PWM控制脉冲的占空比大约是10％，所以延长了地电位GND侧(以下称作“低电压侧”)上的功率MOS晶体管导通的时间。出于此原因，重要的是与输入电压Vin端(以下称作“高电压侧”)上的功率MOS晶体管Q1相比，降低低电压侧上的功率MOS晶体管Q2中的损耗。
在此实施例中，使用导通电阻同样为2.5mΩ这么小的晶体管作为低电压侧的功率MOS晶体管Q2，所以能够降低功率损耗。此外，当使用具有这么小的导通电阻的功率MOS晶体管时，即使额定电流为25A，漏极和源极之间的电压也仅大约为60mV，因此很难检测。但是，在本实施例中，提供感测晶体管Qs，用于通过与功率MOS晶体管Q2成比例的电流，将感测电阻器Rs设置在适当的电阻，因此能够容易地检测电压。
此外，与图1中使用串联到线圈的感测电阻器的检测系统相比，应用本实施例能够明显降低功耗。更具体地，在图1所示的检测系统中，如果假设通过线圈L0的电流IL＝25A，且感测电阻器Rs的电阻Rs＝10mΩ，则检测电压Vsns＝IL×rs＝250mV，感测电阻器Rs的功耗W＝Vsns×IL＝IL2×rs＝6.25W。
相反的，在本实施例的调节器中，如果假设N＝1000，Rs＝10Ω，当相同的25A电流通过线圈时产生相同的250mV的检测电压Vsns，但只有25A的1/N倍(＝0.025A)的电流通过感测电阻器Rs，因此感测电阻器的功耗W＝IL2×rs＝(0.025)2×10＝0.000625W。另一方面，按照发明人实验计算的结果，另外的运算放大器OP1和偏置晶体管Q3的功耗约为0.1W。因此，通过将感测电阻器Rs的功耗与运算放大器OP1和偏置晶体管Q3的功耗相加而获得的全部功耗约为0.1W，因此明显小于图1所示的检测系统的功耗。
此外，在专利文件1所述的发明中，电流检测电阻器两端的电压Vsns＝Vout-Vds，因此当产生的电压Vout很低时，Vsns变小，因此很难检测。但是，在本实施例中，感测电阻器Rs两端的电压并不取决于MOS晶体管Q3的漏极和源极之间的电压，并且可与输出电压Vout无关地设置MOS晶体管Q3的漏极端的电源电压VDD，因此Vsns的检测并不困难。
在本实施例中，功率MOS晶体管Q1和Q2作为与驱动IC 110分开的器件(分立部件)形成，并与驱动IC 110一起安装在相同的绝缘板上，以构成电源驱动模块100。此外，N沟道型MOSFET(场效应晶体管)用作功率MOS晶体管Q1和Q2。这是因为N沟道型MOSFET比P沟道型MOSFET的操作速度更高。
驱动IC 110包括用于产生高电压侧的功率MOS晶体管Q1的栅极驱动电压的栅极驱动电路111；用于产生低电压侧的功率MOS晶体管Q2的栅极驱动电压的栅极驱动电路112；用于按以下方式为栅极驱动电路111和112产生输入信号的控制逻辑120，其中功率MOS晶体管Q1和Q2基于来自控制器200的PWM控制脉冲PWM的死时间(dead time)互补地导通/关断，以便防止功率MOS晶体管Q1和Q2同时处于导通状态从而具有流过它们的直通电流。运算放大器OP1能够提供在驱动IC 110中。
在此实施例中，驱动IC 110具有用于提供电源电压VCC的外部电源端P1，二极管D1连接在电源端P1与栅极驱动电路111的电源端之间，其中栅极驱动电路111产生高电压侧的功率MOS晶体管Q1的栅极驱动电压，外部接线端P2连接到二极管D1的阴极端(栅极驱动电路111的电源端)，电容器C1连接在外部接线端P2与模块的输出端OUT之间。以此方式，构成了自举电路，其中二极管D1和电容器C1提升栅极驱动电路111的电源电压。
按照输入PWM控制脉冲PWM的脉冲宽度，高电压侧的功率MOS晶体管Q1和低电压侧的功率MOS晶体管Qs通过驱动电路111和112互补地导通/关断，以使电流通过线圈L0，响应PWM控制脉冲的占空比输出电压Vout。
此外，在本实施例的开关调节器中，基于控制器200提供的PWM控制脉冲PWM，通过驱动IC 110中的控制逻辑120产生将被输入到栅极驱动电路111和112的栅极控制信号。此时，由于栅极控制信号的延迟时间改变，所以当栅极控制信号为高电平的周期彼此交迭时，直通电流通过功率MOS晶体管Q1和Q2。因此，为了避免此问题，在控制逻辑120中，产生将输入到栅极驱动电路111和112的栅极控制信号，以避免其中提供给功率MOS晶体管Q1和Q2的栅极控制信号为高电平的周期彼此交迭的问题。
图7显示了在应用了本实施例模块的开关调节器中各个点的电压波形。在图7中，图7A显示了从控制器200提供给驱动IC 110的PWM控制脉冲PWM，图7B显示了流过低电压侧的功率MOS晶体管Q2的电流，图7C显示了感测电阻器Rs两端之间产生的电压。图7C所示的电压作为检测电压Vsns提供给控制器200中的差分放大器AMP。由于运算放大器OP1的响应特性，检测电压Vsns逐步上升。
当控制器200没有在PWM控制脉冲PWM为高电平的周期或Vsns波形逐步上升的周期内，而是在PWM控制脉冲PWM为低点平的周期的中心附近采样差分放大器AMP的输出时，能够获得精确的检测电压。由于PWM控制脉冲PWM是控制器200产生的信号，所以控制器200能够容易地知道最佳的采样时刻。
图8给出了结合图4中实施例的电源驱动IC 110的驱动模块100的具体结构示例。在图8中，参考符号130是由例如陶瓷板的绝缘板制造的模板。此外，阴影部分141、142、143是在模板130的表面上由铝等构成的导电层形成的电极图形。
在此实施例中，其上形成有高电压侧功率MOS晶体管Q1的半导体芯片151安装在电极图形141上，其上形成有低电压侧功率MOS晶体管Q2的半导体芯片152安装在电极图形142上，驱动IC芯片110安装在电极图形143上，各个芯片通过引线161至163彼此电连接。此外，电极144作为外部接线端形成在模板130的各侧，并通过接合引线164电连接到对应芯片的接合焊盘和电极。出于降低接线端和接合引线的电阻的目的，提供了多个在一些部分接合的电极以及在一端接合到相同电极的引线。此外，出于使低电压侧功率MOS晶体管Q2的导通电阻小于高电压侧功率MOS晶体管Q1的导通电阻的目的，芯片152大于芯片151。
在此实施例中，如上所述，低电压侧功率MOS晶体管Q2和感测晶体管Qs形成在相同的半导体芯片152上。此外，晶体管Q2、Qs是垂直型FET结构，它们的漏极电极彼此共用在芯片的背面，并接合在模板上的电极图形142。通过此布置，外部接线端提供的地电位经由电极图形142提供给这些晶体管Q2、Qs。
更具体地，几十万至几百万个FET形成在半导体芯片152上，它们中的1/N FET用作感测晶体管Qs，其余的FET通常在它们的源极电极彼此连接，由此作为一个功率晶体管Q2工作。这就不需要设计源极区域和栅极电极的分开的图形，因此能够方便设计，并能够通过对应于晶体管数量的面积的比率很容易地确定尺寸N的比率，也就是电流比。也建议分开地形成晶体管Q2和Qs的漏极电极，而不使它们成为公用电极，并将其接合到模板上的电极图形142，由此将相同的电压施加在晶体管Q2和Qs。
在这点上，在图8中，参考标记181表示功率晶体管Q1的栅极接触电极，参考标记182表示功率晶体管Q2和感测晶体管Qs的公用栅极接触电极，参考标记183表示感测晶体管Qs的源极电极。不倾向于将驱动IC 110限制在下面的构造驱动IC 110由CMOS电路构成，其上施加有特别高的电压的MOS晶体管由LDMOS(横向扩散MOSFET)构成，LDMOS中接线端在半导体芯片上横向扩散以便为高电压增加电阻。
在此实施例中，感测电阻器Rs作为电源驱动模块100的外部装置连接到模板的外部接线端。但是，也建议将感测电阻器Rs建立在模块内，即，与半导体芯片110、151、152一起安装在模板130上，并且用陶瓷覆盖，由此密封在由模板构成的封装内。但是，如本实施例所述使用外侧装置具有能够按照将被组合的控制器200的说明等选择最佳感测电阻器的优点。
图9给出了作为使用本发明多个电源驱动模块的电源系统的多相系统的构造示例。
图9中的电源系统是适合于所需电流大于一个开关调节器的电流容量的负载的系统。在图9中，参考符号100A、100B、...100N表示的部分是电源驱动模块，每个模块结合了具有图4和8所示构造的功率MOS晶体管，并且多个电源驱动模块基于一个控制器200的PWM控制脉冲PWM被驱动和控制。各个电源驱动模块100A、100B、...100N分别具有外部电流感测电阻器Rs1、Rs2、...RsN，这些电流感测电阻器Rs1、Rs2、...RsN的接线端的电压VCS11、VCS12；VCS21、VCS22；...；VCSN1，VCSN2被反馈到控制器200，输出电压Vout也反馈到控制器200。被反馈的电压可以是提供在图4所示的输出端和地之间的电阻器R1、R2的分压。
控制器200基于反馈的输出电压Vout确定作为整个系统的PWM控制脉冲的占空比，以使反馈输出电压Vout成为目标电压，并产生各电源驱动模块100A至100N的各自的PWM控制脉冲PWM1、PWM2、...、PWMN，以便按照这些电流感测电阻器Rs1、Rs2、...RsN的端部的电压VCS11、VCS12；VCS21、VCS22；...；VCSN1、VCSN2，使流过各线圈L1、L2、...、LN的电流彼此相等，并执行PWM控制。通过此设置，能够避免流过线圈的过量电流损坏某些线圈或使其特性变差。
尽管已经基于实施例具体说明了本发明人所作的发明，但不必说，本发明并不限于上述的实施例，而是可进行本发明范围内的各种修改。例如，虽然按照本实施例的控制器200中的差分放大器AMP说明了由MOS晶体管构成的差分放大器，但是也可以使用由双极型晶体管构成的差分放大器。此外，在本实施例中，已经说明了使用MOSFET作为功率晶体管Q1、Q2和电流感测晶体管Qs的电源模块，但是这些晶体管也能够由双极型晶体管构成。
此外，尽管在本实施例中已经说明了在控制器200中提供用于放大电流检测电阻器Rs两端电压的差分放大器AMP，但是也推荐在驱动IC110中提供差分放大器AMP，以便从驱动IC 110将电流检测值提供至控制器200。此外，对于电源控制已经可用的控制器包括检测值不作为电压而作为电流输入的类型的控制器，在本实施例的驱动IC(见图4)中，通过将电流检测电阻器Rs的一端经过电阻器连接到电流检测型控制器的输入端，能够作为电流值输入检测值。
上面已经说明了步降型开关式调节器，其使用本发明人所作的发明作为其一种背景技术应用的电子装置的电源装置。但是本发明能够广泛地应用到步降型开关式调节器等。
权利要求
1.一种构成开关式电源装置的电源驱动电路，其中开关式电源装置按照PWM模式切换使电流流过电感的功率晶体管，以转换输入电压并输出转换的电压，该电路包括电流检测晶体管，其具有漏极端或集电极端、源极端或发射极端以及控制端，其中所述功率晶体管的漏极端或集电极端连接到所述电流检测晶体管的漏极端或集电极端，连接所述电流检测晶体管的控制端以接收由所述功率晶体管的控制端所接收的驱动电压；电流检测电阻器，其连接到所述电流检测晶体管的源极端或发射极端；运算放大器电路，其具有一对输入端，所述一对输入端的一个连接到电阻器与电流检测晶体管之间的连接节点，所述一对输入端的另一个被施加有与所述功率晶体管的源极电压或发射极电压相同电位的电压，其中形成反馈环路以使所述运算放大器电路的所述一对输入端处于相同的电位，以及其中所述电流检测电阻器产生的信号作为电流检测信号被输出。
2.如权利要求1所述的电源驱动电路，其中所述功率晶体管包括两个串联在第一和第二电源电压端之间的功率晶体管；其中所述电流检测晶体管连接到所述两个功率晶体管中连接到低电位侧的电源电压端的一个功率晶体管。
3.如权利要求2所述的电源驱动电路，还包括连接在所述电流检测电阻器的另一端与第三电源电压端之间的偏置晶体管；其中运算放大器电路的输出电压被施加到偏置晶体管的控制端。
4.如权利要求1所述的电源驱动电路，其中所述功率晶体管和电流检测晶体管通过相同的工艺形成在相同的半导体芯片上，并具有相同的特性。
5.如权利要求1所述的电源驱动电路，其中所述电源驱动电路和由该电源驱动电路所切换的功率晶体管安装在一个绝缘板上。
6.如权利要求5所述的电源驱动电路，还包括外部接线端，电流检测电阻器作为外部装置连接到其上。
7.如权利要求1所述的电源驱动电路，其中功率晶体管和电流检测晶体管作为垂直型器件形成在半导体芯片上；和其中所述功率晶体管和电流检测晶体管的漏极或集电极电极作为公用电极形成在半导体芯片表面上覆盖的导电层中。
8.如权利要求1所述的电源驱动电路，其中用于产生功率晶体管的驱动电压的驱动电路和所述运算放大器电路形成在一个半导体芯片上。
9.如权利要求1所述的电源驱动电路，其中第一栅极驱动电路的最终输出级被配置为由两个连接到所述电感的功率晶体管的连接节点的电位所提升的电压来操作。
10.一种开关式电源装置，包括权利要求1所述的电源驱动电路；连接到所述电源驱动电路的电感；用于存储流过所述电感的电流的平滑电容器；和控制器，用于按照由所述平滑电容器产生的电压产生并提供将被提供至电源驱动电路的PWM控制脉冲；其中所述电流检测电阻器产生的信号作为电流检测信号被提供给所述控制器的检测输入端。
11.如权利要求10所述的开关式电源装置，其中所述检测输入端是不连接到直流电源电压的接线端。
12.如权利要求10所述的开关式电源装置，其中所述控制器具有连接到所述检测输入端的差分放大器电路。
13.一种开关式电源装置，包括多个如权利要求1所述的电源驱动电路；多个连接到所述电源驱动电路的电感；一个控制器，用于产生并提供将被提供至每个所述电源驱动电路的PWM控制脉冲；其中所述多个电源驱动电路产生的电流检测信号被提供给所述一个控制器。
全文摘要
开关式电源装置及其电源驱动模块，可产生小的功率损耗并对输入变化具有极好的响应特性，且可减小尺寸。通过PWM模式切换其中流过线圈的电流的功率晶体管，以转换降低或升高输入电压并输出降低/升高的电压，其电源驱动电路具有尺寸小于低电位侧的功率晶体管的电流检测晶体管，两者都由相同的工艺形成并具有相同的特性，电流检测晶体管并联到低电位侧的功率晶体管，与功率晶体管相同的控制电压施加到电流检测晶体管的控制端；运算放大器电路，其中电流检测晶体管与电流检测电阻器之间的连接节点的电位施加到其倒相输入端，形成反馈环路以使运算放大器电路的一对输入端处于相同的电位；并且电流检测电阻器产生的信号作为电流检测信号而输出。
文档编号H03K17/687GK1691480SQ20051006522
公开日2005年11月2日 申请日期2005年4月14日 优先权日2004年4月14日
发明者立野孝治, 工藤良太郎, 千叶真, 细川恭一, 长泽俊夫 申请人:株式会社瑞萨科技