专利名称：压电振荡器的制作方法
技术领域：
本发明涉及在计算机和移动通信设备等的基准信号源中所使用的压电振荡器、以及在需要高速数据通信的移动通信设备等中所使用的压电振荡器。
背景技术：
过去，由于压电振荡器可以得到稳定的振荡频率，故作为例如计算机的时钟振荡源、以便携电话为代表的移动通信设备或传输装置等中的基准信号源用振荡器得到了广泛应用。其中特别是谐振特性优良、具有高的频率稳定度的以石英作为谐振器的压电振荡器(石英振荡器)在上述传输装置等中得到了广泛运用。
下面，对于现有的石英振荡器，以时钟振荡源等中广泛使用的使用了CMOS反相放大器的石英振荡电路为例进行说明。
图27示出了使用CMOS反相放大器的石英振荡器的电路图。上述石英振荡电路按照如下方式构成在反相放大器INV100的输入输出端子之间连接石英振子X1，与上述石英振子X1并联地连接反馈电阻R1，上述反相放大器INV100的输入IN1通过负载电容C1接地，上述反相放大器INV100的输出OUT1通过负载电容C2接地。
此外，上述反相放大器INV100由P沟道型的MOS-FET(以下称为P型MOS晶体管)PM101和N沟道型的MOS-FET(以下称为N型MOS晶体管)NM101构成，上述P型MOS晶体管PM101的漏极与电源Vcc以及连接在上述电源Vcc和地之间的用于除去高频成分的电容C4连接。上述P型MOS晶体管PM101的栅极与上述N型MOS晶体管NM101的栅极连接，作为上述反相放大器INV100的输入IN1而工作。上述P型MOS晶体管PM101的源极与上述N型MOS晶体管NM101的漏极连接，作为上述反相放大器INV100的输出OUT1而工作，上述N型MOS晶体管NM101的源极接地。
如上述那样的结构的反相放大器INV100是公知的CMOS反相放大器，所以作为输出信号的相位相对于至栅极的输入信号反转180度的反转放大电路来工作。因此，在上述石英振荡电路中，连接在上述反相放大器INV100的输入输出之间的上述石英振子X1作为串联谐振频率和并联谐振频率之间的电抗(感应性)而工作，从而上述反相放大器INV100和上述负载电容C1、C2一起构成了科耳皮兹(colpitts)振荡电路。因此，得到了在上述石英振子X1的固有频率中满足振荡条件、具有上述石英振子X1的固有频率所规定的振荡频率的振荡输出。
如上那样构成的石英振荡电路由于电路结构简单、能够容易地得到稳定的振荡输出，故广泛用于各种时钟信号振荡源或数字电路等。
可是，在使用了如上述那样的现有的CMOS反相放大器的石英振荡电路的结构中，存在如下问题。在现有的电路结构中，由于在石英振子的两端施加了最大振幅与电源电压大致相等的电压，故流入石英振子的电流(驱动电平)变得非常大。其结果是，在进行机械振动的石英振子中，时效变化(老化(aging))恶化，且有引发由无用模式所导致的寄生振动的弊端。而且，由于输出与振荡环连接，故有输出负载的影响所导致的频率变动变大的弊端。
因此，作为解决如上述的问题的方法，例如在日本特开2003-110361号公报中已公开。在上述公报中，如下构成石英振荡电路如图28所示，其由石英振子X1、用于激励上述石英振子X1的反转放大器INV110、以上述反转放大器INV110的输出作为输入的缓冲电路INV210、反馈电阻R1、负载电容C1以及C2构成，在上述反转放大器INV110的输入输出之间连接了上述石英振子X1和上述反馈电阻R1的并联电路，上述反转放大器INV110的输入通过负载电容C1接地，上述反转放大器INV110的输出通过负载电容C2接地。
根据上述公报，由于在上述反转放大器INV110中具有通过在对于CMOS反相器INV100的电源电压Vcc供给路径上插入电流路径，来将第1预定电压BIAS1提供给栅极的N型MOS晶体管NM111；以及通过在对于上述CMOS反相器INV100的上述预定接地电压GND供给路径上插入电流路径，来将第2预定电压BIAS2提供给栅极的P沟道型MOS晶体管PM111；而且对于上述缓冲电路部INV210中的CMOS反相器INV200也具有将上述第1预定电压BIAS1提供给栅极的N型MOS晶体管NM211；以及将上述第2预定电压BIAS2提供给栅极的P沟道型MOS晶体管PM211，所以可以实现改变规定的电源电压和接地电压。根据上述效果，可以在抑制了石英振子的驱动电平的状态下，得到满足振荡电平的反转放大器的增益，故可以防止石英振子的老化特性的恶化、无用模式所导致的异常振荡等。
此外、由于设置了缓冲电路，故可以抑制由输出负载的影响所导致的频率变动。
专利文献1 日本特开2003-110361号公报然而，如上述公报中所公开的发明那样的电路结构中，存在如下的问题。如果将反转放大器的输出与振荡环连接，则由于输出负载所导致的影响有可能使频率产生较大变动，故必须在如上述电路那样在振荡电路的后级设置缓冲电路。其结果是，存在由于增加了缓冲电路部分的部件数量，而难于实现小型化的问题。
发明内容
本发明涉及计算机或移动通信设备等的基准信号源所使用的压电振荡器，其目的在于提供可通过简单的结构来应对小型化、而且可以在没有缓冲电路的情况下抑制输出负载所导致的影响的压电振荡器。而且，还涉及在需要高速数据通信的移动通信机等中所使用的压电振荡器，其目的在于提供可应对小型、低噪化、可以取出两个相位相差180度的输出信号的压电振荡器。
本发明的特征在于，通过如下方式构成压电振荡器来达成上述目的在电源和地之间插入反相放大器和第1负载阻抗的连接电路，该反相放大器由P沟道型MOS-FET和N沟道型MOS-FET的串联连接所形成的CMOS结构构成；在上述反相放大器的输入和地之间插入压电振子和频率调节单元的串联电路；在上述反相放大器的输入与上述反相放大器和上述第1负载阻抗之间的连接点之间连接第2负载阻抗；还在上述反相放大器的输入输出之间连接电阻。
此外，其特征在于，上述第1负载阻抗由负载电容和电阻的并联电路构成，上述第2负载阻抗由电容构成。
此外，其特征在于，上述第1负载阻抗由负载电容和电感的并联电路构成，上述第2负载阻抗由电容构成。
此外，本发明的压电振荡器的特征在于，是使用一对上述CMOS反相放大器构成的压电振荡器。
本发明的压电振荡器是按照如下方式构成的在电源和地之间插入由CMOS结构构成的反相放大器和第1负载阻抗的连接电路；在上述反相放大器的输入和地之间插入压电振子和频率调节单元的串联电路；在上述反相放大器的输入与上述反相放大器和上述第1负载阻抗之间的连接点之间连接第2负载阻抗；还在上述反相放大器的输入输出之间连接电阻，因此可在抑制了压电振子的驱动电平的状态下进行振荡动作。此外，可在振荡电路的后级不使用缓冲电路的情况下抑制由输出负载的影响所导致的频率变动，故可以用简易的结构来构成小型的振荡器。
而且，可通过使用一对由上述反相放大器实现的振荡电路，来构成能够取出相位完全相差180度的2个信号的压电振荡器，所以通过在本振荡电路的后级使用一般的差动放大器结构的接收器驱动器等，也可以构成例如除去了在振荡电路内产生的同相噪声的低噪声振荡器。
图1是表示本发明第1实施例的石英振荡电路的图。
图2是表示本发明第2实施例的石英振荡电路的图。
图3是表示本发明第1实施例以及第2实施例中的振荡开始时的等效电路的图。
图4是表示本发明第1实施例以及第2实施例中的石英振荡电路的变形例的图。
图5是表示本发明第1实施例的石英振荡电路的具体例子的图。
图6是表示本发明第1实施例中的通过仿真得到的相对于振荡频率的电路负电阻特性以及电路电容特性的图。
图7是表示本发明第1实施例中的相对于频率控制电压的可变电容以及频率可变特性的图。
图8是表示使用了本发明第2实施例的石英振荡电路的具体例子的图。
图9是表示本发明的第2实施例中的通过仿真得到的相对于振荡频率的电路负电阻特性以及电路电容特性的图。
图10是表示本发明第2实施例中的相对于频率控制电压的可变电容以及频率可变特性的图。
图11是表示图5的变形例的图。
图12是表示图8的变形例的图。
图13是表示本发明第3实施例的石英振荡电路的图。
图14是表示本发明第4实施例的石英振荡电路的图。
图15是表示本发明第3实施例以及第4实施例中的石英振荡电路的变形例的图。
图16是表示本发明第3实施例以及第4实施例中的振荡开始时的等效电路的图。
图17是表示本发明第3实施例的石英振荡电路的具体例子的图。
图18是表示图17的变形例的图。
图19是表示本发明第3实施例中的通过仿真得到的相对于振荡频率的电路负电阻特性以及电路电容特性的图。
图20是表示本发明第3实施例中的相对于频率控制电压的可变电容以及频率可变特性的图。
图21是表示图17和图18的石英振荡电路中的输出波形的图。
图22是表示本发明第4实施例的石英振荡电路的具体例子的图。
图23是表示图22的变形例的图。
图24是表示本发明第4实施例中的通过仿真得到的相对于振荡频率的电路负电阻特性以及电路电容特性的图。
图25是表示本发明第4实施例中的相对于频率控制电压的可变电容以及频率可变特性的图。
图26是表示图22和图23的石英振荡电路中的输出波形的图。
图27是表示使用了现有的CMOS反相放大器的石英振荡器的构成例的图。
图28是表示使用了现有的CMOS反相放大器的石英振荡器的另一构成例的图。
具体实施例方式
(第1实施方式)下面，基于图示的实施方式例对本发明进行详细说明。另外，对于与上述现有例所示的相同的结构部件标以相同的标号并省略其说明。
图1表示本发明第1实施方式的石英振荡器的电路图。上述石英振荡电路是按照如下方式构成在电源Vcc和地GND之间插入反相放大器INV10和第1负载阻抗Z2的连接电路，在上述反相放大器INV10的输入和地GND之间插入石英振子X1和上述石英振荡器的频率调节电路Cv的串联电路，在上述反相放大器INV10的输入与上述反相放大器INV10和上述第1负载阻抗Z2间的连接点之间串联地插入连接第2负载阻抗Z1，还在上述反相放大器INV10的输入输出之间连接电阻R1。
上述第1负载阻抗Z2由电阻R2和负载电容C2的并联电路构成，上述第2负载阻抗Z1由负载电容C1构成。此外，上述反相放大器INV10由P型MOS晶体管PM11和N型MOS晶体管NM11构成，上述P型MOS晶体管PM11的漏极与电源Vcc和连接在上述电源Vcc与地GND之间用于除去高频成分的电容C5连接。上述P型MOS晶体管PM11的栅极与上述N型MOS晶体管NM11的栅极连接，作为上述反相放大器INV10的输入IN1而工作。上述P型MOS晶体管PM11的源极与上述N型MOS晶体管NM11的漏极连接，作为上述反相放大器INV10的输出OUT1而工作，上述N型MOS晶体管NM11的源极接地。
对于这样构成的石英振荡电路的工作原理，进行如下的说明。图3表示在图1的石英振荡电路中，设上述石英振子X1和上述频率调节电路Cv的串联电路中的阻抗为Zxt、流过上述阻抗Zxt以及Z1的电流为i1、流过上述第2阻抗Z2的电流为i2时的等效电路。此外，在图1的石英振荡电路的振荡开始时，在上述N型MOS晶体管NM11、P型MOS晶体管PM11的栅极/源极之间施加了正电位，因此上述NMOS晶体管NM11作为恒流源gmZ1i1而工作，上述P型MOS晶体管PM11可看作是电阻值大致接近0的低阻抗Z0，所以上述反相放大器INV10可以置换为恒流源gmZ1i1和阻抗Z0的串联电路。
在图3所示的电路中，如果应用科耳皮兹法则，可以得到式(1)、(2)、(3)。
i2＝i1+gmz1i1(1)zxti1+z1i1+z2(i1+gmz1i1)＝0 (2)zxt+z1+z2+gmz1z2＝0 (3)由于MOS晶体管的栅极/源极之间的阻抗非常高，因此可以看作接近无穷大，所以该阻抗取决于Z1。这里，如图1所示，Z1是容抗C1，所以可由式(4)来表示。
此外，此时Z2也成为容抗而产生负电阻。根据图1，由于Z2是电阻R2和电容C2的并联连接，所以其阻抗为式(5)。
z1=1jwc1---(4)]]>z2=R2+1jwc2---(5)]]>如果将式(4)、(5)代入式(3)，则为，zxt+R2-gmw2c1c2+1jw(1+gmR2c1+1c2)=0---(6)]]>此时，设从石英振子X1的角度来看电路的阻抗为Rc、电容成分为Cc，则式(6)可由式(7)来表示，上述Rc以及Cc可由式(8)、(9)来表示。
zxt+Rc+1jwcc---(7)]]>Rc=R2-gmw2c1c2---(8)]]>1cc=1+gmR2c1+1c2---(9)]]>众所周知，在石英振荡电路的振荡条件中所必须的是从石英振子来看的电路阻抗要由负电阻成分和电容成分构成。因此，图1的电路根据式(7)是满足上述振荡条件，所以作为石英振荡电路而工作。
接着，对本发明的具体例子进行说明。图5是使用了图1的振荡电路的电压控制型石英振荡器。在上述石英振子X1和地GND之间插入连接的上述频率调节电路Cv是由电容值根据直流电压的施加而变化的可变电容二极管D1和电容C4的并联电路、以及电阻R3和负载电容C3的并联电路这两者的串联电路构成，通过将外部控制电压Vcont经过电阻R4施加到上述可变电容二极管D1上，可以改变上述石英振荡器的振荡频率。对于上述石英振荡电路中的电路常数，设为电阻R1＝R3＝R4＝100kΩ、R2＝1kΩ、电容C1＝C2＝C3＝100pF、C4＝4pF、C5＝1μF、电源电压Vcc＝+5V、可变电容二极管D1为MA2S304、反相放大器是一般的CMOS反相器、石英振子的谐振频率是13MHz，进行仿真的结果如图6、图7所示。
图6的特性11是相对于振荡频率的电路负电阻特性、特性12是相对于振荡频率的电路电容特性，图7的特性13是相对于外部控制电压Vcont的可变电容二极管D1的电容特性，特性14是相对于外部控制电压Vcont的频率可变特性。根据图5，由于在振荡频率13MHz附近，电路负电阻Rn大约是-100Ω，电路电容Cc是16.5pF，所以得到本电路满足振荡条件的结果。而且，根据图7，因为，使外部频率控制电压Vcont变化±2.5V时的频率变化量df/f为-120ppm～+200ppm，所以本振荡电路得到了足以作为可通过外部电压来改变频率的电压控制型石英振荡器VCXO而工作的结果。
如上所述，按照如下方式构成了石英振荡器在电源和地之间插入由CMOS结构构成的反相放大器和第1阻抗的连接电路，该第1阻抗由电阻与负载电容的并联连接构成；在上述反相放大器的输入和地之间插入石英振子和频率调节电路的串联连接电路；在上述反相放大器的输入与上述反相放大器和上述第1阻抗间的连接点之间串联地插入连接由负载电容构成的第2阻抗；还在上述反相放大器的输入输出之间连接电阻，所以可在抑制石英振子的驱动电平的状态下进行振荡动作。此外，可在振荡电路的后级不使用缓冲电路的情况下抑制由于输出负载的影响所导致的频率变动，故可以用简单的结构来构成小型的石英振荡器。
另外，在本实施例中，如图1所示，对于上述第1负载阻抗Z2，连接在构成反相放大器的N沟道MOS晶体管的源极和地GND之间，但如图4所示那样，连接在P沟道MOS晶体管的漏极和电源Vcc之间也能够实现同样的效果，在图11所示的石英振荡电路中也可以得到与图5所示的本具体例的振荡电路相同的特性。
(第2实施方式)图2表示本发明第2实施方式的石英振荡器的电路图。上述石英振荡电路的特征在于，在图1的石英振荡电路中，将上述第1负载阻抗Z2置换为电感L2和负载电容C2的并联电路。另外，对于其余的电路结构，由于与图1相同，故省略其说明。
图2所示的石英振荡电路的振荡开始时的等效电路可与图1同样地以图3来表示。在图3的等效电路中，如果应用科耳皮兹法则，则如前所述，得到式(1)、(2)、(3)。这里，根据图2，由于上述第2阻抗Z1是容抗C1，所以能够用式(4)来表示。此外，此时上述第1阻抗Z2也成为容抗而产生负电阻。这里，由于Z2是电感L2和电容C2的并联连接，所以其阻抗，以及L2和C2的谐振频率为式(10)、(11)。
z2=jwL21-w2w221=1jwc2×11-w22w2---(10)]]>w22=1L2c2---(11)]]>如果将式(4)、(11)代入式(3)，则为，
zxt+1jw(1c1+1c2×11-w22w2)-gmw2c1c211-w22w2---(12)]]>此时，如果将从石英振子X1的角度看的电路的阻抗表示为Rc、电容成分表示为Cc，得到式(7)，上述Rc以及Cc用式(13)、(14)表示。
Rc=-gmw2c1c211-w22w2---(13)]]>1cc=1c1+1c2×11-w22w2---(14)]]>如上所述，在石英振荡电路的振荡条件中所必须的是从石英振子来看的电路的阻抗由负电阻成分和电容成分构成。因此，由于图2的电路根据公式(7)满足了上述振荡条件，所以作为石英振荡电路而工作。
接着，对上述发明的具体例进行说明。图8是使用了图2的振荡电路的电压控制型石英振荡器。另外，对于与本发明第1实施例相同的部分，省略其说明。对于上述石英振荡电路中的电路常数，设为电阻R1＝R3＝R4＝100kΩ、电容C1＝100pF、C2＝200pF、C3＝80pF、C4＝4pF、C5＝1μF、电感L2＝2.2μH、电源电压Vcc＝+5V、可变电容二极管D1为MA2S304、反相放大器是一般的CMOS反相器、石英振子的谐振频率为13MHz，进行仿真的结果如图9、图10所示。
图9的特性21表示相对于振荡频率的电路负电阻特性，特性22表示相对于振荡频率的电路电容特性，图10的特性13表示相对于外部控制电压Vcont的可变电容二极管D1的电容特性，特性14表示相对于外部控制电压Vcont的频率可变特性。根据图9，在振荡频率13MHz处，由于电路负电阻Rn大约为-110Ω，电路电容Cc为18pF，所以得到本电路满足振荡条件的结果。而且，根据图10，使外部频率控制电压Vcont变化±2.5V时的频率变化量df/f为-120ppm～+200ppm，所以得到本振荡电路足以作为根据外部电压而改变频率的电压控制型石英振荡器VCXO而工作的结果。
如上所述，对于上述第1阻抗，在作为电感和负载电容的并联连接电路的情况下，也可通过与本发明第1实施例同样的效果，在抑制了石英振子的驱动电平的状态下进行振荡动作。此外，由于可在不使用缓冲电路的情况下抑制由于输出负载的影响所导致的频率变动，故可以用简单的结构构成小型的石英振荡器。
而且，在本实施例中，如图2所示，对于上述第1负载阻抗Z2，连接在构成反相放大器的N沟道MOS晶体管的源极和地GND之间，但如图4所示那样，连接在P沟道MOS晶体管的漏极和电源Vcc之间也可以获得同样的效果，在如图12所示的石英振荡电路中也可以得到与图8所示的本具体例的振荡电路相同的特性。
(第3实施方式)图13表示本发明第3实施方式的石英振荡器的电路图。图13是表示本发明第1实施方式中的变形例的图，是使用了一对图1的CMOS反相放大器的振荡电路来构成的石英振荡器。另外，对于与图1相同的部分省略其说明。
在图13中，上述石英振荡器105按照如下方式构成在第1振荡电路101a中所包含的第一反相放大器INV10的输入与第2振荡电路101b中所包含的第二反相放大器INV20的输入之间，插入石英振子X1和频率调节电路Cv的串联电路。此外，包含在上述第1振荡电路101a中、由负载电容C2a和电阻R2a的并联电路构成的第1负载阻抗Z2a，和包含在上述第2振荡电路101b中、由负载电容C2b和电阻R2b的并联电路构成的第3负载阻抗Z2b；包含在上述第1振荡电路101a中、由负载电容C1a构成的第2负载阻抗Z1a，和包含在上述第2振荡电路101b中、由负载电容C1b构成的第4负载阻抗Z1b；以及构成上述第1振荡电路101a的反馈电阻R1a和构成上述第2振荡电路101b的反馈电阻R1b，分别都是相同的。
对这样构成的石英振荡电路的工作原理进行如下说明。图16示出了在图13的石英振荡电路中，上述石英振子X1和上述频率调节电路Cv的串联电路中的阻抗为Zxt、流过上述阻抗Zxt以及上述负载阻抗Z1a、Z1b的电流为i1、流过上述第1负载阻抗Z2a的电流为i2a、流过上述第3负载阻抗Z2b的电流为i2b时的等效电路。此外，在图13的石英振荡电路的振荡开始时，在构成上述第1反相放大器INV10的上述N型MOS晶体管NM11和P型MOS晶体管PM11的栅极/源极之间施加了正电位，所以上述NMOS晶体管NM11作为恒流源gmZ1ai1而工作，上述P型MOS晶体管PM11可看作电阻值大致接近0的低阻抗Z0，所以上述反相放大器INV10可以置换为上述恒流源gmZ1ai1和上述阻抗Z0的串联电路。而且，在上述第2反相放大器INV20中，也由于与上述反相放大器INV10同样地产生了上述现象，所以上述反相放大器INV20可置换为恒流源gmZ1bi1和电阻值大致接近0的低阻抗Z0的串联电路。
在如图16所示的电路中，如果应用科耳皮兹第一法则，则得到式(15)、(16)。
i2a＝i1+gmz1ai1(15)i2b＝i1+gmz1bi1(16)此外，如果同样应用科耳皮兹的第2法则，则为，z2bi2b+z1bi1+zxti1+z1ai1+z2ai2b＝0 (17)如果把式(16)代入式(17)，则为，zxt+z2b+z2a+z1b+z1a+gm(z1bz2b1+z1az2a)＝0 (18)这里，由于如上所述，Z1a和Z1b、Z2a和Z2b是相同的，分别设为Z1a＝Z1b＝Z1、Z2a＝Z2b＝Z2，代入式(18)时，为zxt+2z1+2z2+2gmz1z2＝0 (19)得到了表示振荡条件的式(19)。
由于MOS晶体管的栅极/源极之间的阻抗非常高，因此可看作大致接近无穷大，所以该阻抗取决于上述负载阻抗Z1a以及Z1b，即取决于上述Z1。这里，构成图13的石英振荡电路的上述负载阻抗Z1a以及Z1b是如上所述那样相同的容抗，因此如果设C1a＝C2a＝C1，则可用式(20)来表示。此外，此时上述负载阻抗Z2a以及Z2b也成为容抗而产生负电阻。这里，由于上述负载阻抗Z2a以及Z2b是电阻和电容的并联电路，并且相同，所以如果设C2a＝C2b＝C2，R1a＝R2b＝R2，其阻抗可以用式(21)来表示。
z1a=z1b=z1=1jwc1---(20)]]>z2a=z2b=z2=R2+1jwc2---(21)]]>如果将(20)、(21)代入式(19)，则为，zxt+2(R2-gmw2c1c2)+2jw(1+gmR2c1+1c2)=0---(22)]]>此时，如果将从石英振子X1来看的电路的阻抗设为Rc、电路电容成分设为Cc，则式(22)可用式(23)表示，上述Rc以及Cc用式(24)、(25)表示。
zxt+Rc+1jwcc---(23)]]>Rc=2(R2-gmw2c1c2)---(24)]]>1cc=2(1+gmR2c1+1c2)---(25)]]>众所周知，在石英振荡电路的振荡条件中所必须的是从石英振子来看的电路的阻抗由负电阻成分和电容成分构成。因此，图13的电路根据式(23)是满足上述振荡条件，因此作为石英振荡电路而工作。此外，从图16所示的等效电路也可得知，流过上述第1负载阻抗Z2a的电流i2a和流过上述第3负载阻抗Z2b的电流i2b，其方向始终相反，所以上述各个反相放大器中的输出的相位差如图21所示那样始终错开180度。因此，通过图13所示的石英振荡电路，可以得到相位相差180度的2个输出信号。
接着，对本发明的具体例进行说明。图17是使用了图13的振荡电路的电压控制型石英振荡器。对于上述石英振荡电路中的电路常数，设为电阻R1＝R1a＝R1b＝R3＝R4＝100kΩ、R2＝R2a＝R2b＝1kΩ、电容C1＝C1a＝C1b＝40pF、C2＝C2a＝C2b＝100pF、C5＝C6＝0.1μF、电源电压Vcc＝+5V、可变电容二极管D1为MA2S304、反相放大器为一般的CMOS反相器、石英振子的谐振频率为13MHz，进行仿真的结果如图19以及图20所示。
图19的特性31表示相对于振荡频率的电路负电阻特性、特性32表示相对于振荡频率的电路电容特性，图20的特性33表示相对于外部控制电压Vcont的可变电容二极管D1的电容特性、特性34表示相对于外部控制电压Vcont的频率可变特性。根据图19，在振荡频率13MHz附近，电路负电阻Rn大约为-90Ω、电路电容Cc是16.5pF，所以得到本电路满足振荡条件的结果。而且，根据图20，由于使外部频率控制电压Vcont变化±2.5V时的频率变化量df/f为-100ppm～+150ppm，所以得到本振荡电路足以作为根据外部电压而改变频率的电压控制型石英振荡器VCXO而工作的结果。
如上所述，使用一对使用了图1所示的CMOS结构的反相放大器的振荡电路，在构成第1振荡电路的反相放大器的输入和构成第2振荡电路的第2反相放大器之间插入石英振子和频率调节电路的串联电路，从而构成石英振荡器，故可在抑制了石英振子的驱动电平的状态下进行振荡动作。此外，由于可在不使用缓冲电路的情况下抑制由于输出负载的影响所导致的频率变动，因此可以用简单的结构来构成小型的石英振荡器。而且，从上述石英振荡器输出的2个振荡输出能够保持完全的180度相位差，所以可以提供适应于高速数据传输的石英振荡器。此外，通过在上述石英振荡电路的后级使用一般的差动放大器结构的接收器驱动器，还可以构成例如除去了在振荡电路内产生的同相噪声的低噪声振荡器。
另外，本实施例中，如图13所示，对于上述负载阻抗Z1a以及Z1b，连接在构成各个反相放大器的N沟道MOS晶体管的源极和地GND之间，但是如图15那样连接在P沟道MOS晶体管的漏极和电源Vcc之间也可以获得相同的效果，在如图18所示的石英振荡电路中，也能够得到与本具体例的振荡电路相同的特性。
(第4实施方式)图14表示本发明第4实施方式的石英振荡器的电路图。图14是表示本发明第2实施方式的变形例的图，是使用了1对由图2的CMOS反相放大器实现的振荡电路来构成的石英振荡器的电路图。上述石英振荡电路的特征在于，将图13中的负载阻抗Z2a以及Z2b置换成图14所示的负载电容和电感的并联电路，而且构成上述两个并联电路的负载电容和电感各自相同。另外，对于其余的电路结构，由于与上述第1变形实施例相同，故省略其说明。
对于如图14所示的石英振荡电路的工作原理，进行如下说明。图14的石英振荡电路的振荡开始时的等效电路可与图13同样地以图16来表示。在图16的等效电路中，如果应用科耳皮兹法则，则如上所述那样，得到式(18)。此外，由于与第1变形实施例相同，负载阻抗Z1a和Z1b、Z2a和Z2b是相同的，所以分别设为Z1a＝Z1b＝Z1、Z2a＝Z2b＝Z2，代入式(18)时，得到表示振荡条件的式(19)。
如上所述，由于MOS晶体管的栅极/源极之间的阻抗非常的高，可以看作大致接近无穷大，所以该阻抗取决于上述负载阻抗Z1a以及Z1b，即取决于上述Z1。这里，由于构成图14的石英振荡电路的上述负载阻抗Z1a以及Z1b是如上所述那样相同的容抗，因此如果设为C1a＝C2a＝C1，可以用式(20)表示。此外，此时上述负载阻抗Z2a以及Z2b也成为容抗，产生负电阻。这里，上述负载阻抗Z2a以及Z2b是由电感和电容构成的并联电路，且相同，所以如果设为L2a＝L2b＝L2、C2a＝C2b＝C2，则该阻抗成为式(26)，L2和C2的谐振频率用式(11)来表示。
z2a=z2b=z2=jwL11-w2w221=1jwc2×11-w22w2---(26)]]>如果将式(11)、(20)、(26)代入式(19)，则为，zxt+2jw(1c1+1c2×1c2×11-w22w2)-2gmw2c1c211-w22w2---(27)]]>此时，如果将从石英振子X1来看的电路的阻抗表示为Rc、电容成分表示为Cc，变成式(23)，上述Rc以及Cc用式(28)、(29)来表示。
Rc=-2gmw2c1c211-w22w2---(28)]]>1cc=2c1+2c2×11-w22w2---(29)]]>
如上所述，在石英振荡电路的振荡条件中所必须的是从石英振子看的电路的阻抗由负电阻成分和电容成分构成。因此，由于图14的电路根据式(23)满足上述振荡条件，所以作为石英振荡电路而工作。
此外，从图16所示的等效电路中也可得知，流过上述第1负载阻抗Z2a的电流i2a和流过上述第3负载阻抗Z2b的电流i2b的方向始终相反，所以上述各个反相放大器中的输出的相位差如图21所示那样始终错开180度。因此，通过图14所示的石英振荡电路，可以得到相位相差180度的2个输出信号。
接着，对本发明的具体例进行说明。图23是使用了图14的振荡电路的电压控制型石英振荡器。对于上述石英振荡电路中的电路常数，设为电阻R1a＝R1b＝R3＝R4＝100kΩ、电感L2a＝L2b＝2.2μH、电容C1a＝C1b＝40pF、C2a＝C2b＝100pF、C5＝C6＝1μF、电源电压Vcc＝+5V、可变电容二极管D1为MA2S304、反相放大器为一般的CMOS反相器、石英振子的谐振频率为13MHz，进行仿真的结果如图24以及图25所示。
图24的特性41表示相对于振荡频率的电路负电阻特性，特性42是相对于振荡频率的电路电容特性，图25的特性43是相对于外部控制电压Vcont的可变电容二极管D1的电容特性，特性44是相对于外部控制电压Vcont的频率可变特性。根据图24，在振荡频率13MHz附近，电路负电阻Rn大约是-100Ω、电路电容CL是19pF，所以得到本电路满足振荡条件的结果。而且，根据图19，使外部频率控制电压Vcont变化±2.5V时的频率变化量df/f为-100ppm～+150ppm，所以得到本振荡电路足以作为根据外部电压而改变频率的电压控制型的石英振荡器VCXO而工作的结果。
如上所述，使用一对使用了图2所示的CMOS结构的反相放大器的振荡电路，在构成第1振荡电路的反相放大器的输入和构成第2振荡电路的第2反相放大器之间插入石英振子和频率调节电路的串联电路来构成石英振荡器，故能够得到与本发明第1变形实施例相同的效果。
而且，在本实施例中，如图14所示，对于上述负载阻抗Z1a以及Z1b，连接在构成各个反相放大器的N沟道MOS晶体管的源极和地GND之间，但是如图15那样连接在P沟道MOS晶体管的漏极和电源Vcc之间也能够得到同样的效果，在图23所示的石英振荡电路中，也能够得到与本具体例的振荡电路相同的特性。
在以上的实施例中，以电压控制型的石英振荡器为例进行了说明，但本发明不限于此，即使为温度补偿型或恒温槽控制型等的石英振荡器、以及使用了石英之外的压电振子的压电振荡器，也可以得到同样的效果。
权利要求
1.一种压电振荡器，使用了反相放大器，其特征在于，在电源和地之间插入上述反相放大器和第1负载阻抗的连接电路，在上述反相放大器的输入和地之间插入压电振子，在上述反相放大器的输入与上述反相放大器和上述第1负载阻抗间的连接点之间串联地插入连接第2负载阻抗；还在上述反相放大器的输入输出之间连接电阻。
2.如权利要求1所述的压电振荡器，其特征在于，上述反相放大器由P沟道型MOS-FET和N沟道型MOS-FET的串联连接所实现的CMOS结构构成。
3.如权利要求1或2所述的压电振荡器，其特征在于，上述第1负载阻抗由负载电容和电阻的并联电路构成，上述第2负载阻抗由电容构成。
4.如权利要求1或2所述的压电振荡器，其特征在于，上述第1负载阻抗由负载电容和电感的并联电路构成，上述第2负载阻抗由电容构成。
5.一种压电振荡器，其特征在于，在电源和地之间并联地连接了第1反相放大器和第1负载阻抗的连接电路、以及第2反相放大器和第3负载阻抗的连接电路，在上述第1反相放大器的输入与上述第1反相放大器和上述第1负载阻抗间的连接点之间串联地插入连接了第2负载阻抗，在上述第2反相放大器的输入与上述第2反相放大器和上述第3负载阻抗间的连接点之间串联地插入连接了第4负载阻抗，分别在上述第1和第2反相放大器的输入输出之间连接了电阻，在上述第1反相放大器的输入和上述第2反相放大器的输入之间连接了压电振子。
6.如权利要求5所述的压电振荡器，其特征在于，上述反相放大器由P沟道型MOS-FET和N沟道型MOS-FET的串联连接所实现的CMOS结构构成。
7.如权利要求5或6所述的压电振荡器，其特征在于，上述第1和第3负载阻抗由负载电容和电感的并联电路构成，上述第2和第4负载阻抗由电容构成。
8.如权利要求5或6所述的压电振荡器，其特征在于，上述第1和第3负载阻抗由负载电容和电阻的并联电路构成，上述第2和第4负载阻抗由电容构成。
9.如权利要求2至8中的任意一项所述的压电振荡器，其特征在于，与上述压电振荡器串联地插入了频率调节单元。
全文摘要
压电振荡器。本发明的课题是提供可通过简单的结构来应对小型化、可在振荡电路的后级不设置缓冲电路的情况下抑制由输出负载所导致的影响的压电振荡器。作为解决手段，按照如下方式构成了压电振荡器在电源和地之间插入反相放大器和第1负载阻抗的连接电路，该反向放大器由P沟道型MOS－FET和N沟道型MOS－FET的串联连接所实现的CMOS结构构成，在上述反相放大器的输入和地之间插入压电振子和频率调节电路的串联电路，在上述反相放大器的输入与上述反相放大器和上述第1负载阻抗间的连接点之间串联地插入连接第2负载阻抗，还在上述反相放大器的输入输出之间连接电阻。
文档编号H03B5/36GK1835387SQ20061006505
公开日2006年9月20日 申请日期2006年3月15日 优先权日2005年3月15日
发明者佐藤富雄 申请人:爱普生拓优科梦株式会社