专利名称：振荡电路的制作方法
技术领域：
本发明，涉及一种给半导体集成电路等提供安定信号的振荡电路。
背景技术：
近年，半导体集成电路，由于生产工序的精细化，导致了工作电压降低，所以由于干扰容易引起误动作。因此，就要求使私人用微型计算机等的半导体集成电路不易受干扰的影响。
另一方面，作为以前的振荡电路，使用计数触发器(toggle flip-flop)的能够得到三角波振荡输出的振荡电路已为所知。(参照专利公开平5-226984号公报)在此，说明平5-226984号公报(平5＝1993年)所示那样构成的三角波振荡电路。
电容器105，在开关102处于关闭状态时，由固定电源101产生的电流充电。
电容器105a，在开关102a处于关闭状态时，由固定电源101a产生的电流充电。
开关102，在计数触发器23的输出信号Q为高电平时关闭，在低电平时开启。
开关102a，在计数触发器23的输出信号 为高电平时关闭，在低电平时开启。
比较器21，当电容器105的输出电压Vo变得比基准电压VR1高时，以及当电容器105a的输出电压 变得比基准电压VR1高时，输出高电平的输出信号CM。
向计数触发器23输出高电平输出信号CM的话，输出信号Q、以及输出信号 分别被反转。
通过上述的构成，开关22处于接触点f侧的关闭状态时，输出信号CM、输出信号Q、输出信号 输出电压 以及输出电压Vo的波形，如图专利公开平5-226984号公报的图3所示。(平5＝1993年)(发明所要解决的课题)然而，上述以前的振荡电路中，由于干扰，输出信号Q的周期非常容易不安定。例如，电容105被充电的时候，输出电压Vo由于干扰在标准电压VR1前后变动的情况下，由此使得输出信号CM多次上升，而在这个期间计数触发器23的输出信号Q被反转。图9的例中，在时刻A到时刻B为止的间隔，输出信号Q在没有干扰的情况下一直会在低电平，然而在中途却变成了高电平。其结果，输出信号Q及输出信号 的波形相位，从安定的周期波形相位偏离近半个周期。
发明内容
本发明，是鉴于上述问题点发明的。其目的在于提供一种即便是发生干扰的情况下提供安定周期的信号的振荡电路。
(为解决课题的方法)为解决上述课题，本发明的实施方式的第一振荡电路，包括由电源产生的电流充电，还有放电的第一及第二电容，比较相应于上述第一电容中储存的电荷量的第一电压和第一标准电压，输出表示上述第一电压到达第一标准电压的第一信号的第一比较电路，比较相应于上述第二电容中储存的电荷量的第二电压和第二标准电压，输出表示上述第二电压到达第二标准电压的第二信号的第二比较电路，上述第一信号和上述第二信号中由它们之一成为固定状态，由它们的另外之一成为恢复状态的RS触发器电路，使上述第一电容，在上述RS触发器电路为固定状态时处于充电状态，在上述RS触发器电路为恢复状态时处于放电状态的第一充放电控制电路，使上述第二电容，在上述RS触发器电路为恢复状态时处于充电状态，在上述RS触发器电路为固定状态时处于放电状态的第二充放电控制电路，为特征。
根据第一振荡电路，第一电压及第二电压之一，即便是因为干扰在标准电压前后变动，RS触发器电路的输出的反转次数，成为与没有干扰的情况一样。因此，RS触发器电路能够输出安定的周期信号。
本发明的实施方式的第二振荡电路，包括由电源产生的电流充电，还有放电的第一及第二电容，比较相应于上述第一电容中储存的电荷量的第一电压和第一标准电压，输出表示上述第一电压到达第一标准电压的第一信号的第一比较电路，比较相应于上述第二电容中储存的电荷量的第二电压和第二标准电压，输出表示上述第二电压到达第二标准电压的第二信号的第二比较电路，由上述第一比较电路输出的上述第一信号而成为固定状态，在固定状态时由上述第二比较电路输出的上述第二信号而成为恢复状态的第一RS触发器电路，由上述第二比较电路输出的上述第二信号而成为固定状态，在固定状态时由上述第一比较电路输出的上述第一信号而成为恢复状态的第二RS触发器电路，上述第一RS触发器电路从恢复状态转变为固定状态时，以及上述第二RS触发器电路从恢复状态转变为固定状态时反转输出的反转触发器电路，有选择的转换相应于上述反转触发器电路的输出，使上述第一电容充电的同时，还使上述第二电容放电的状态，和使上述第一电容放电的同时，还使上述第二电容充电的状态的充放电控制电路，为特征。
根据第二振荡电路，第一电压即便是因为干扰在标准电压前后变动，第一RS触发器电路的输出的上升次数，成为与没有干扰的情况一样。同样，第二电压即便是因为干扰在标准电压前后变动，第二RS触发器电路的输出的上升次数，成为与没有干扰的情况一样。因此，反转触发器电路能够输出安定的周期信号。
本发明的实施方式的第三振荡电路，是在第二振荡电路中，上述固定状态，为输出是高电平的状态，
上述恢复状态，为输出是低电平的状态，还包括当上述第一RS触发器电路的输出上升时，输出高电平的第一脉冲信号的第一单触发电路，当上述第二RS触发器电路的输出上升时，输出高电平的第二脉冲信号的第二单触发电路，输出上述第一脉冲信号和上述第二脉冲信号的“或”的“或”电路，另外上述反转触发器电路，构成为在上述“或”电路的上升边缘，或下降边缘反转输出，为特征。
本发明的实施方式的第四振荡电路，在包括由电源产生的电流充电的第一电容，相应于上述第一电容中储存的电荷量的电压，在由上述充电上升到第一标准电压后下降到比上述第一标准电压低的第二标准电压为止的间隔中，输出第一信号的第一比较电路，或由电源产生的电流放电的第一电容，相应于上述第一电容中储存的电荷量的电压，在由上述充电下降到第一标准电压后上升到比上述第一标准电压高的第二标准电压为止的间隔中，输出第一信号的第一比较电路，中的一个的同时，还包括由电源产生的电流充电的第二电容，相应于上述第二电容中储存的电荷量的电压，在由上述充电上升到第三标准电压后下降到比上述第三标准电压低的第四标准电压为止的间隔中，输出第二信号的第二比较电路，或由电源产生的电流放电的第二电容，相应于上述第二电容中储存的电荷量的电压，在由上述充电下降到第三标准电压后上升到比上述第三标准电压高的第速标准电压为止的间隔中，输出第二信号的第二比较电路，中的一个的同时，还包括每当输出上述第一信号或第二信号时，反转输出的反转触发器电路，有选择的转换充电上述第一电容的同时，放电上述第二电容的状态，和放电上述第一电容的同时，充电上述第二电容的状态的充放电控制电路，为特征。
根据第四振荡电路，即便是发生干扰，只要相应于第一电容储存的电荷量的电压到达第二标准电压，或相应于第二电容储存的电荷量的电压没有到达第四标准电压，在反转触发器电路的输出中就不会出现干扰的影响。因此，反转触发器电路能够输出安定周期的信号。
本发明的实施方式的第五振荡电路，是在第一、第二、及第四的任何一项振荡电路中，以上述第一及第二电容，由同一个电源产生的电流充电或者放电为特征。
根据第五振荡电路，第一及第二电容由相等的电流充电或放电，所以可以得到重复比(Duty比)为50％的振荡信号。
本发明的实施方式的第六振荡电路，是在第一振荡电路中，以上述第一及第二充放电控制电路，构成为在充电时，使上述第一和第二电容的各自的一端连接在电源上，在放电时，使上述第一和第二电容的各自的两端分离，为特征。
本发明的实施方式的第七振荡电路，是在第二及第四的任何一项振荡电路中，以上述充放电控制电路，使上述第一和第二电容，一端连接在电源上充电，使上述第一和第二电容，两端分离放电，为特征。
图1，是表示实施方式1所涉及的振荡电路构成的方框图。
图2，是表示实施方式1所涉及的第一充放电控制电路109和充放电控制电路110的构成的方框图。
图3，是表示实施方式1所涉及的振荡电路工作的脉冲图。
图4，是表示实施方式2所涉及的振荡电路构成的方框图。
图5，是表示实施方式2所涉及的单触发电路204、205的构成的方框图。
图6，是表示实施方式2所涉及的振荡电路工作的脉冲图。
图7，是表示实施方式3所涉及的振荡电路构成的方框图。
图8，是表示实施方式3所涉及的振荡电路工作的脉冲图。
图9，是表示以前的振荡电路构成的方框图。
具体实施例方式
以下，参照
本发明的实施方式。尚，以下的各实施方式中，与其他实施方式具有相同的功能的构成要素标注相同的符号并省略说明。
《发明的实施方式1》实施方式1的振荡电路，如图1所示，包括电源电路101，第一电容102，第二电容103，标准电源104，比较电路105，反相电路106，比较电路107，RS触发器电路108，第一充放电控制电路109，以及第二充放电控制电路110。本实施方式的振荡电路设置在半导体集成电路中。
标准电源104，产生标准电压。
比较电路105，比较相应于第一电容102储存的电荷的电压V1和标准电压Vst，成为当电压V1高的情况下输出低电平，当标准电压Vst高的情况下输出高电平。
比较电路107，比较相应于第二电容103储存的电荷的电压V2和标准电压Vst，成为当电压V2高的情况下输出低电平，当标准电压Vst高的情况下输出高电平。
RS触发器电路108，由反相电路106的高电平输出(第一信号)成为固定状态，由比较电路107的低电平输出(第二信号)成为恢复状态。并且，输出输出信号Q、以及输出信号Q的反转信号的反转输出信号QB。
第一充放电控制电路109，如图2所示，包括PMOS晶体管109a和NMOS晶体管109b。它们的栅极上，输入RS触发器电路108的输出信号Q。通过这样的构成，第一充放电控制电路109，控制从电源电路101向第一电容102的电荷供给。更详细的说，第一充放电控制电路109，使第一电容102，在输出信号Q为高电平时(RS触发器电路108成为固定状态时)成放电状态，输出信号Q为低电平时(RS触发器电路108成为恢复状态时)成充电状态。
第二充放电控制电路110，如图2所示，包括PMOS晶体管110a和NMOS晶体管110b。它们的栅极上，输入RS触发器电路108的反转输出信号QB。通过这样的构成，第二充放电控制电路110，控制从电源电路101向第二电容103的电荷供给。更详细的说，第二充放电控制电路110，使第二电容103，在反转输出信号QB为高电平时(RS触发器电路108成为恢复状态时)成放电状态，反转输出信号QB为低电平时(RS触发器电路108成为固定状态时)成充电状态。
接下来，就上述构成的振荡电路的工作，参照图3的脉冲图进行说明。图3的脉冲图，表示在时刻B到时刻C之间，由于干扰电压V2超过标准电压Vst的情况的各信号的波形。
图3的时刻A，在RS触发器电路108的S端子上输入高电平的信号的话，输出信号Q从低电平变为高电平，反转输出信号QB从高电平变为低电平。通过输出信号Q变为高电平，第一充放电控制电路109，进行从第一电容102储存的电荷向接地一侧释放的动作。由此，第一电容102的电压V1，从高电平下降到低电平。另一方面，通过反转输出信号QB变为低电平，第二充放电控制电路110，进行使第二电容103充电的动作。由此，第二电容103的电压V2，相应于充电的电荷储存而上升。
第二电容103的电压V2，从时刻A到超过标准电压Vst的时刻B之间，由于充电继续上升。时刻A到时刻B之间，输入到R端子的信号，也就是比较电路107的输出，成为高电平。在这期间，RS触发器电路108的输出信号Q维持高电平，反转输出信号QB维持低电平。还有，第一电容102的电压V1，在时刻A开始下将，一旦到达低电平，到时刻B为止一直为低电平。
在时刻B第二电容103的电压V2超过标准电压Vst的话，比较电路107的输出，也就是比较结果成为低电平，RS触发器电路108的R端子上，输入低电平的信号。由此，RS触发器电路108的输出信号Q，从高电平变为低电平，反转输出信号QB，从低电平变为高电平。通过反转输出信号QB变为高电平，第二充放电控制电路110，进行使第二电容103储存的电荷向接地一侧释放的动作。由此，第二电容103的电压V2，从高电平下降到低电平。另一方面，通过输出信号Q成为低电平，第一充放电控制电路109，进行使第一电容102充电的动作。由此，第一电容102的电压V1，相应于充电电荷的储存而上升。
第一电容102的电压V1，从时刻B到超过标准电压Vst的时刻C之间，由于充电继续上升。时刻B到时刻C之间，RS触发器电路108的输出信号Q维持低电平，反转输出信号QB维持高电平。还有，第二电容103的电压V2，在时刻B开始下将，一旦到达低电平，到时刻C为止一直为低电平。
在此，RS触发器电路108，通过在R端子输入低电平的信号一旦保持低电平的信号的话，到S端子上输入高电平信号为止，不使这个输出变化。因此，如图3所示，从时刻B到时刻C之间，电压V2由于干扰超过标准电压Vst，即便是RS触发器电路108的R端子上输入低电平的信号，RS触发器电路108的输出信号Q及反转输出信号QB不变化。
在时刻C第一电容102的电压V1超过标准电压Vst的话，比较电路105的输出，也就是比较结果成为低电平，RS触发器电路108的S端子上，输入低电平的信号。
如上所述，通过重复从时刻A到时刻C为止的区间的动作，得到振荡信号的输出信号Q和反转输出信号QB。
正如这样，本实施方式的振荡电路，不受干扰的影响，能够提供安定周期的输出信号Q和反转输出信号QB。
还有，只通过使用利用了滞后器的比较电路防止干扰影响的情况，所能防止影响的干扰的范围也得到增到。
还有，本实施方式得振荡电路，因为是简单的构成，由少量的元件数以及小的电路面积，就可以容易的组装到半导体集成电路中。
《发明的实施方式2》实施方式2的振荡电路，如图4所示，包括电源101，第一电容102，第二电容103，标准电源104，比较电路105，反相电路106，比较电路107，第一充放电控制电路109，第二充放电控制电路110，反相电路201，RS触发器电路202、203(第一和第二RS触发器电路)，单触发电路204、205(第一和第二单触发电路)，NAND电路206、207，OR电路208(“或”电路)，以及反转触发器电路209。
单触发电路204、205，分别为输入的信号上升的话输出所规定宽度的脉冲。具体地讲，如图5所示，分别包括反相电路204a至204c，NAND电路204d，以及反相电路204e。反相电路204a至204c，为了NAND电路204d输出必要宽度的脉冲的充分的延迟量，延迟输入信号。为了增大延迟量，使用驱动能力低的反相器亦可。
尚，单触发电路204、205的构成，并不只限于图5所示的构成。例如，本实施方式中，NAND电路204d前的转换器数由三个，但是并不只限于三个，也可以使用缓冲器和反相器的组合。
还有，第一充放电控制电路109中，PMOS晶体管109a和NMOS晶体管109b的栅极上，输入反转触发器电路209的反转输出信号QB。再有，第二充放电控制电路110中，PMOS晶体管110a和NMOS晶体管110b的栅极上，输入反转触发器电路209的输出信号Q。
接下来，就上述这样构成的振荡电路的动作，参照图6的脉冲图进行说明。图6的脉冲图，表示时刻B和时刻C之间，由于干扰电压V2超过标准电压Vst的情况的各信号的波形。
图6的时刻A，当从OR电路208输出的信号CK达到高电平的话，反转触发器电路209的输出信号Q从低电平变化到高电平，反转触发器电路209的反转输出信号QB从高电平变化到低电平。通过输出信号Q变为高电平，第二充放电控制电路110，进行使第二电容103储存的电荷向接地一侧释放的动作。由此，第二电容103的电压V2，从高电平下降到低电平。另一方面，通过反转输出信号QB变为低电平，第一充放电控制电路109，进行使第一电容102充电的动作。由此，第一电容102的电压V1，相应于充电的电荷储存而上升。
第一电容102的电压V1，从时刻A到超过标准电压Vst的时刻B之间，由于充电继续上升。在此之间，RS触发器电路202的输出信号Q1，成为低电平。还有，RS触发器电路203的输出信号Q2，成为高电平。并且，从时刻A到时刻B之间，反转触发器电路209的输出信号Q维持高电平，反转输出信号QB维持低电平。还有，第二电容103的电压V2，在时刻A开始下降，一旦达到低电平，到时刻B为止一直为低电平。
在时刻B第一电容102的电压V1超过标准电压Vst的话，比较电路105的输出，也就是比较结果成为低电平。并且，反相电路106反转比较电路105的低电平的输出，RS触发器电路202的S1端子上输入高电平信号。由此，RS触发器电路202的输出信号Q1成为高电平。通过输出信号Q1成为高电平，单触发电路204输出高电平的脉冲信号。并且，从OR电路208，高电平的脉冲信号作为信号CK输入给反转触发器电路209的触发输入。还有，这时RS触发器电路203的输出信号Q2成为高电平，所以当单触发电路204输出高电平的脉冲信号时，NAND电路207的输出成为低电平。并且，通过NAND电路207的低电平输出输入到RS触发器电路203的R2端子，输出信号Q2反转为低电平。
在时刻B，高电平的脉冲信号输入到反转触发器电路209的触发输入的话，反转触发器电路209的输出信号Q从高电平反转为低电平，反转输出信号QB从低电平反转为高电平。由于反转输出信号QB成为高电平，第一充放电控制电路109，进行从第一电容储存的电荷向接地一侧释放的动作。由此，第一电容102的电压V1，从高电平下降为低电平。另一方面，由于输出信号Q成为低电平，第二充放电控制电路110，进行使第二电容103充电的动作。由此，第二电容103的电压V2，相应于充电的电荷储存而上升。
第二电容103的电压V2，从时刻B到超过标准电压Vst的时刻C之间，由于充电而上升。从时刻B到时刻C之间，反转触发器电路209的输出信号Q维持低电平，反转输出信号QB维持高电平。还有，第一电容102的电压V1，在时刻B开始下降，一旦到达低电平，到时刻C为止一直为低电平。
在此，RS触发器电路202，在时刻BS1端子上由于输入了高电平信号而一旦保持高电平的话，到R1端子上输入低电平的信号为止，不改变它的输出。因此，如图6所示，时刻B和时刻C之间，电压V1由于干扰超过标准电压Vst，即便是RS触发器电路202的S1端子上输入高电平的信号，RS触发器电路202的输出信号Q1也不变化。因此，这种情况下，反转触发器电路209的输出信号Q以及反转输出信号QB也不变化。
在时刻C第二电容103的电压V2超过标准电压Vst的话，比较电路107的输出，也就是比较结果成为低电平。并且，反相电路201反转比较电路107的低电平的输出，在RS触发器电路203的S2端子上，输入高电平信号。由此，RS触发器电路203的输出信号Q2成为高电平。由于输出信号Q2成为了高电平，单触发电路205输出高电平脉冲信号。并且，从OR电路208，高电平的脉冲信号作为信号CK输入给反转触发器电路209的触发输入。还有，因为这时的RS触发器电路202的输出信号Q1为高电平，当单触发电路205输出高电平的脉冲信号时，NAND电路206的输出成为低电平。并且，通过NAND电路206的低电平的输出输入到RS触发器电路202的R1端子，输出信号Q1反转为低电平。
在时刻C，高电平的脉冲信号，作为信号CK输入到反转触发器电路209的触发输入的话，反转触发器电路209的输出信号Q从低电平反转为高电平，反转输出信号QB从高电平反转为低电平。
如上所述，重复从时刻A到时刻C之间的动作，就可以得到振荡信号的输出信号Q以及反转输出信号QB。
这样，本实施方式的振荡电路，不受干扰的影响，能够提供安定周期的输出信号Q和反转输出信号QB。
《发明的实施方式3》实施方式3的振荡电路，如图7所示，包括电源电路101，第一电容102，第二电容103，标准电源104，第一充放电控制电路109，第二充放电控制电路110，比较电路301、302(施密特电路)，NAND电路303，以及反转触发器电路209。
比较电路301(第一比较电路)，当第一电容102的电压V1，从超过由于充电比标准电压Vst高出所规定的幅度(施密特幅度)的电压Vsc(施密特电压)，到由于放电变为标准电压Vst之间，输出低电平的信号，在这个期间以外的时间输出高电平信号。
比较电路302(第二比较电路)，当第二电容103的电压V2，从超过由于充电比标准电压Vst高出所规定的幅度(施密特幅度)的电压Vsc(施密特电压)，到由于放电变为标准电压Vst之间，输出低电平的信号，在这个期间以外的时间输出高电平信号。
接下来，就上述这样构成的振荡电路的动作，参照图8的脉冲图进行说明。图8的脉冲图，表示时刻A和时刻B之间，由于干扰电压V1超过标准电压Vst的情况的各信号的波形。
图8的时刻A，当从NAND电路303输出的信号CK达到高电平的话，反转触发器电路209的输出信号Q从低电平变化到高电平，反转触发器电路209的反转输出信号QB从高电平变化到低电平。通过输出信号Q变为高电平，第二充放电控制电路110，进行使第二电容103储存的电荷向接地一侧释放的动作。由此，第二电容103的电压V2，从高电平下降到低电平。另一方面，通过反转输出信号QB变为低电平，第一充放电控制电路109，进行使第一电容102充电的动作。由此，第一电容102的电压V1，相应于充电的电荷储存而上升。
第一电容102的电压V1，从时刻A到超过标准电压Vst的时刻B之间，由于充电继续上升。在此之间，反转触发器电路209的输出信号Q维持高电平，反转输出信号QB维持低电平。还有，第二电容103的电压V2，在时刻A开始下降，一旦达到低电平，到时刻B为止一直为低电平。
在时刻B第一电容102的电压V1，超过比标准电压Vst高出所规定幅度电压Vsc的话，比较电路301的输出，也就是比较结果成为低电平。并且，从NAND电路303输出的信号CK成为高电平。
成为了高电平的信号CK输入到反转触发器电路209的触发输入的话，反转触发器电路209的输出信号Q从高电平反转为低电平，反转输出信号QB从低电平反转为高电平。由于反转输出信号QB成为高电平，第一充放电控制电路109，进行从第一电容储存的电荷向接地一侧释放的动作。由此，第一电容102的电压V1，从高电平下降为低电平。另一方面，由于输出信号Q成为低电平，第二充放电控制电路110，进行使第二电容103充电的动作。由此，第二电容103的电压V2，相应于充电的电荷储存而上升。
在此，如图8所示，由于干扰，即便是时刻B附近电压V1在标准电压Vst前后变化，当比较电路301的电压上升时，将电压V1与比标准电压Vst高出所规定幅度(Vsc-Vst)的电压Vsc进行比较，所以在输出信号Q中显示不出这个影响。也就是，即便是由于干扰电压V1超过标准电压Vst，只要不超过Vsc，在反转触发器电路209的触发输入中就不会输入高电平的脉冲信号。
第二电容103的电压V2，从时刻B到超过标准电压Vst高出所规定的幅度电压Vsc的时刻C之间，由于充电而持续上升。从时刻B到时刻C之间，反转触发器电路209的输出信号Q维持低电平，反转输出信号QB维持高电平。还有，第一电容102的电压V1，在时刻B开始下降，一旦到达低电平，到时刻C为止一直为低电平。
在时刻C第二电容103的电压V2超过标准电压Vst所规定的幅度Vsc的话，比较电路302的输出，也就是比较结果成为低电平。并且，从NAND电路303输出的信号CK成为高电平。
成为高电平的信号CK，输入到反转触发器电路209的触发输入的话，反转触发器电路209的输出信号Q从低电平反转为高电平，反转输出信号QB从高电平反转为低电平。
如上所述，重复从时刻A到时刻C之间的动作，就可以得到振荡信号的输出信号Q以及反转输出信号QB。
这样，本实施方式的振荡电路，即便是产生干扰，只要由于这个干扰的电压V1或电压V2超出标准电压Vst高出所规定的幅度不超过电压Vsc，就不会影响输出信号Q以及反转输出信号QB。因此，本实施方式的振荡电路，与以前的振荡电路相比，能够提供安定周期的输出信号Q和反转输出信号QB。
《其他的实施方式》尚，上述各实施方式的振荡电路中，由同一电源电路101，充电第一电容102和第二电容103。但是，第一电容102和第二电容103也可以由不同的电源充电。
还有，上述各实施方式的振荡电路中，第一电容102和第二电容103，各自都是两端分离后放电。但是，放电时连接着电源，由电源电流放电亦可。
还有，上述各实施方式的振荡电路，根据电容的充电所需要的时间控制输出信号Q的周期。但是，根据电容的放电所需要的时间控制输出信号Q的周期亦可。具体地讲，第一电容102和第二电容103，由电源电路中的电流进行放电，第一电容102和第二电容103的任何一个的电压比所规定的标准电压低而由比较电路105、107检测到的话，反转输出信号Q以及反转输出信号QB亦可。还有，根据电容的放电所需要的时间控制输出信号Q的周期的情况中，如实施方式3的振荡电路，可以利用比较电路的触发器。具体地讲，比较电路301、302的标准电压，电容的电压下降时比上升时高既可。
还有，上述实施方式2、3的振荡电路中，反转触发器电路209的输出，在输入到触发输入的信号上升的边缘反转，但是在下降的边缘反转亦可。
-实用性-本发明所涉及的振荡电路，具有即便是产生干扰也能够提供安定周期的信号的效果，在例如给半导体集成电路提供安定周期的信号的振荡电路等中是有用的。
权利要求
1.一种振荡电路，其特征为包括第一及第二电容，由电源产生的电流充电和放电，第一比较电路，比较相应于上述第一电容中储存的电荷量的第一电压和第一标准电压，输出表示上述第一电压到达第一标准电压的第一信号，第二比较电路，比较相应于上述第二电容中储存的电荷量的第二电压和第二标准电压，输出表示上述第二电压到达第二标准电压的第二信号，RS触发器电路，上述第一信号和上述第二信号中由它们之一成为固定状态，由它们的另外之一成为恢复状态，第一充放电控制电路，使上述第一电容，在上述RS触发器电路为固定状态时处于充电状态，在上述RS触发器电路为恢复状态时处于放电状态，第二充放电控制电路，使上述第二电容，在上述RS触发器电路为恢复状态时处于充电状态，在上述RS触发器电路为固定状态时处于放电状态。
2.一种振荡电路，其特征为包括第一及第二电容，由电源产生的电流充电和放电，第一比较电路，比较相应于上述第一电容中储存的电荷量的第一电压和第一标准电压，输出表示上述第一电压到达第一标准电压的第一信号，第二比较电路，比较相应于上述第二电容中储存的电荷量的第二电压和第二标准电压，输出表示上述第二电压到达第二标准电压的第二信号，第一RS触发器电路，由上述第一比较电路输出的上述第一信号而成为固定状态，在固定状态时由上述第二比较电路输出的上述第二信号而成为恢复状态，第二RS触发器电路，由上述第二比较电路输出的上述第二信号而成为固定状态，在固定状态时由上述第一比较电路输出的上述第一信号而成为恢复状态，反转触发器电路，上述第一RS触发器电路从恢复状态转变为固定状态时，以及上述第二RS触发器电路从恢复状态转变为固定状态时反转输出，充放电控制电路，有选择的转换相应于上述反转触发器电路的输出，使上述第一电容充电的同时，还使上述第二电容放电的状态，和使上述第一电容放电的同时，还使上述第二电容充电的状态。
3.根据权利要求2所述的振荡电路，其特征为上述固定状态，为输出是高电平的状态，上述恢复状态，为输出是低电平的状态，还包括第一单触发电路，当上述第一RS触发器电路的输出上升时，输出高电平的第一脉冲信号，第二单触发电路，当上述第二RS触发器电路的输出上升时，输出高电平的第二脉冲信号，“或”电路，输出上述第一脉冲信号和上述第二脉冲信号的“或”，另外上述反转触发器电路，构成为在上述“或”电路的上升边缘，或下降边缘反转输出。
4.一种振荡电路，其特征为在包括第一电容，由电源产生的电流充电，第一比较电路，相应于上述第一电容中储存的电荷量的电压，在由上述充电上升到第一标准电压后下降到比上述第一标准电压低的第二标准电压为止的间隔中，输出第一信号，或第一电容，由电源产生的电流放电，第一比较电路，相应于上述第一电容中储存的电荷量的电压，在由上述充电下降到第一标准电压后上升到比上述第一标准电压高的第二标准电压为止的间隔中，输出第一信号，中的一个的同时，还包括第二电容，由电源产生的电流充电，第二比较电路，相应于上述第二电容中储存的电荷量的电压，在由上述充电上升到第三标准电压后下降到比上述第三标准电压低的第四标准电压为止的间隔中，输出第二信号，或第二电容，由电源产生的电流放电，第二比较电路，相应于上述第二电容中储存的电荷量的电压，在由上述充电下降到第三标准电压后上升到比上述第三标准电压高的第速标准电压为止的间隔中，输出第二信号，中的一个的同时，还包括反转触发器电路，每当输出上述第一信号或第二信号时，反转输出，充放电控制电路，有选择的转换充电上述第一电容的同时，放电上述第二电容的状态，和放电上述第一电容的同时，充电上述第二电容的状态。
5.根据权利要求1、2或4所述的任何一项振荡电路，其特征为上述第一及第二电容，由同一个电源产生的电流充电或者放电。
6.根据权利要求1所述的振荡电路，其特征为上述第一及第二充放电控制电路，构成为在充电时，使上述第一和第二电容的各自的一端连接在电源上，在放电时，使上述第一和第二电容的各自的两端分离。
7.根据权利要求2或4所述的振荡电路，其特征为上述充放电控制电路，使上述第一和第二电容，一端连接在电源上充电，使上述第一和第二电容，两端分离放电。
全文摘要
第一比较电路，输出表示相应于上述第一电容储存的电荷量的电压达到第一标准电压的第一信号。第二比较电路，输出表示相应于上述第二电容储存的电荷量的电压达到第二标准电压的第二信号。RS触发器电路，由上述第一信号和第二信号中的一个成为固定状态，由另一个成为恢复状态。当RS触发器电路处于固定状态时，上述第一电容成为充电状态，而上述第二电容成为放电状态。RS触发器电路成为恢复状态时，上述第一电容成为放电状态，上述第二电容成为充电状态。
文档编号H03K4/50GK101018048SQ20071000622
公开日2007年8月15日 申请日期2007年2月7日 优先权日2006年2月9日
发明者若井克司, 山根一郎, 滨口敏文, 来田和久 申请人:松下电器产业株式会社